这是个机器人猖狂的时代，请输一下验证码，证明咱是正常人~在nRF24L01无线通信模块中工作通道频率RF_CH设置为40是什么意思？_百度知道
在nRF24L01无线通信模块中工作通道频率RF_CH设置为40是什么意思？
RF-CH共包括六位，这六位决定了不同的工作方式频率,nRF24L01无线通信模块中工作通道频率由RF-CH寄存器的内容确定，可由以下公式计算得出：Fo=（2400+RF-CH）MHz. 扩展：射频频道的频率决定射频收/发所使用频道的中心频率，在速率为250Kbps或1Mbps时，频道占用的带宽小于1M，而在速率为2Mbps时，所占宽带小于2M，射频收发器工作的频率范围从2.400-2.525GHz，无线频道设置的频率分辨率为1MHz。 由于在2Mbps通信速率时，占用宽带为超过频道分辨率，为了确保在2Mbps速率下不出现重叠，频道间隔必须设定为2M或更宽一些，250Kbps或1Mbps速率下占用宽带等于或低于频道分辨率。 无线频率由RF-CH寄存器的内容确定，可由以下公式计算得出：Fo=（2400+RF-CH）MHz 为确保相互通信，发射器和接收器须编程为同一个频率
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专利名称对通信系统中定时和频率进行预校正的装置和方法
背景技术Ⅰ．发明领域本发明总体涉及扩展频谱通信系统，更具体地涉及在存在大量的信号多普勒效应时通信信号的接收。本发明进一步涉及一种在时间和频率上对通信信号进行预校正，以对这种信号多普勒效应进行补偿的新颖和改进方法。
Ⅱ．现有技术的描述典型的先进陆上通信系统，如无线数据和电话系统，采用位于预定地理区域和小区内的基地台，也称为小区站点(cell site)对送至和来自一个或多个用户终端或系统用户的通信信号进行中继。典型的基于卫星的通信系统采用被称为汇接局(gateway)的基地台和一颗或多颗卫星对汇接局与一个或多个用户终端之间的通信信号进行中继。基地台和汇接局提供从每个用户终端到其它用户终端或连接的其它通信系统(如公共电话交换网)的用户的通信链路。这种系统中的用户终端可以是固定或者移动的，如移动电话，以及可以定位在汇接局附近或者远处位置。
有些通信系统采用码分多址(CDMA)扩展频谱信号，如题目为“利用卫星和陆上转发器的扩展频谱多址通信系统”的日颁发的第4,901,307号美国专利和题目为“为跟踪各个接收相位时间和能量在扩展频谱通信系统中利用全频谱发射功率的方法和装置”的日提交的申请号为08/368,570的专利中所揭示的，这两项专利转让给本发明的受让人，这里将其引作参考。
在典型的扩展频谱通信系统中，在把发射的载波信号调制为通信信号前，采用一个或多个预选的伪噪声(PN)代码序列对预定频带上的信息信号进行调制或“扩频”。PN代码扩频，一种众所周知的扩展频谱发射方法产生带宽比数据信号带宽大得多的发射信号。在基地台或汇接局至用户终端的通信链路中，采用PN扩频代码或二进制序列区分不同基地台发射的或者在不同射束上发射的信号以及多径信号。
在典型的CDMA扩展频谱系统中，采用信道化的代码区分小区内的不同用户终端的信号或正向链路(即从基地台或汇接局到用户终端收发机的信号路径)上的卫星子射束。每个用户收发机具有其自已的利用唯一“信道化”正交码在正向链路上提供的正交信道。在这些信道上传送的信号通常称为“话务信号”。对于发射到系统用户的“寻呼”、“同步化”和其它信号提供附加正向链路信道或信号。通常采用沃尔什功能来实现信道化代码。
在题目为“CDMA蜂窝电话中产生信号波形的系统和方法”的第5,103,459号美国专利中可以看到有关这种类型发射装置的工作的详细描述，该专利转让给本发明的同一受让人，这里将其引作参考。
CDMA扩展频谱通信系统，如上述专利中所揭示的，对正向链路用户终端通信采用相干调制和解调。在采用这种方法的通信系统中，采用“导频”载波信号或者简单为“导频信号”作为正向链路信号的相干相位参考。导频信号是一种通常不包含数据调制的信号，由遍及覆盖区的汇接局或基地台所发射，作为参考。
用户终端采用导频信号获得由基地台或汇接局发射的其它信号的起始系统同步和数据、频率和相位跟踪。从跟踪导频信号载波获得的相位信息被用作其它系统信号或话务(数据)信号的相干解调的载波相位参考。这一技术允许许多话务信号共享一个作为相位参考的共用导频信号，提供了一种成本低、效率高的跟踪机制。单个导频信号通常是由每个基地台或汇接局为所使用的每个频率，被称为CDMA信道或子射束而发射的，被所有的在该频率上接收来自源或汇接局的信号的用户终端所共享。
当用户终端不在接收或发射话务信号时，利用称为寻呼信号或信道的一个或多个信号，能够把信息传送到它们。例如，当一个呼叫已经置于特定移动电话上时，基地台或汇接局通过寻呼信号的方式告知该移动电话。寻呼信号被用于指示存在呼叫，该话务信道在使用，还用于分散系统开销信息，以及系统用户特性消息。通信系统可以有几个寻呼信号或信道。同步信号还可以被用于传送对方便时间同步有用的系统信息。
用户终端通过在反向链路上发送接入信号能够对寻呼信号的消息作出响应。反向链路即从用户终端到基地台或汇接局的信号路径。当用户终端始发呼叫时接入信号也被他们所使用，有时被称为接入试探。通常采用附加的长PN代码创建反向链路话务信道。与此同时，利用一组正交码的M元调制形式可以被用于改善反向链路数据传送。
与任何通信系统一样，正向链路通信信号被用户终端所接收被被下转换为基带频率，以供进一步处理。一旦下转换后，对信号进行数字化处理，对接收的特定的导频信号或信号进行检测，对相关的寻呼、同步和话务信号进行解调。在解调期间，应用PN扩频码对信号进行解扩，将信道化代码与各信号相关以提供数据。
为了使这种系统的接收、下转换和解调处理正确地进行，用户终端必须与发射被处理信号的基地台或汇接局共享一个共用频率参考和一个共用定时参考。即，由于信息承载在信号载波的相位中，必须对载波频率准确检测，还必须确定多个载波的相对相位的位置。频率定时达不到一定的准确度，就不能适当地去除载波和准确地对数字信号进行解扩和解调。
由于PN扩频码是施加在信号上的序列，为了适当地对提供数据的信号的扩频码进行解扩和解调，必须确定信号的定时。没有适当的系统定时或信号同步化，就不能准确地去除PN扩频码和正交信道化代码。如果代码被施加不正确的同步化，信号将象噪声一样出现，不能传送信息。确定卫星、用户终端的位置和这种系统中所使用的代码定时偏移还依赖于时间和或相对时间位移的确切知识。用户终端依赖于本机振荡器的准确度维持适当的时钟率事件定时和相对于基地台或汇接局定时的相对时间值以及绝对计时历史和关系。
采用非地球同步轨道卫星的通信系统显示了较大的用户终端与卫星的相对运动。相对运动在通信链路内信号的载波频率上会产生较明显的多普勒成分或漂移。由于多普勒成分随用户终端与卫星的运动而变化，因此，它们在载波信号的频率上产生一不确定性的范围，更简单地说，频率不确定性。
除了这些频率漂移外，多普勒效应还会引起使用的各种代码，包括PN码、码元等的视在时间或定时漂移。这些视在时间漂移也称为代码多普勒。具体地说，代码多普勒是卫星运动被引入到基带信号中的一种效应。因此，代码不能以正确的代码定时到达接收器。
除了代码多普勒外，卫星运动还在通信链路内信号的传播延迟上产生较大的不确定性，或定时不确定性。传播延迟会从卫星直接处于汇接局上所收集的用户终端上方时的最小值变为卫星处于汇接局与并置用户终端的水平线上时的最大值。换句话说，当汇接局到卫星到用户终端的距离最短时传播延迟最小。同样，当汇接局到卫星到用户终端的距离最大时传播延迟最大。
为了获得扩频频谱通信系统中的通信信号，通信系统必须对信号的载波频率进行检测和使与信号的定时同步化。典型的通信系统通过将信号与由各种频率以及在它们各自的不确定性范围内的定时值组成的“假设”进行比较“搜索”正确的频率和定时。高于预定阈值的与信号具有最高相关性的假设包括对信号解扩和解调的正确频率和定时。
然而，典型的通信系统迄今一直遇到相对较小的“搜索空间”或一组由于频率和定时不确定性相对较小的定时和频率假设。例如，陆上通信系统或采用地球同步卫星的卫星通信系统显示的定时不确定性在1至2ms甚至更大的范围，多普勒不确定性在百万分之十(ppm)的量级。相反，采用非地球同步卫星的通信系统显示的定时不确定性在10至20ms甚至更大的范围，多普勒不确定性在10ppm甚至更大的量级。因此，所有其它情况是相同的，采用非地球同步卫星的通信系统的搜索空间在比陆上或地球同步通信系统的搜索空间大100倍甚至更大的数量级上。
较大的搜索空间或是需要更长的时间来获得信号或是需要多个在部分搜索空间上并行工作的搜索接收器。这两种替代方法的每一种都是不希望有的。
需要的是一种能够减小在高多普勒条件下工作的通信系统的搜索空间的方法和装置。
发明概要本发明针对在经历由于卫星转发器与用户终端之间相对运动造成的多普勒的通信系统中捕获信号。这种类型的系统存在范围较宽的由多普勒漂移造成的频率不确定性和定时不确定性和由相对运动造成的传播延迟偏差。本发明可减小通信系统中频率和定时不确定性的范围。
本发明的特征在于不需要附加的搜索接收器，解决频率和定时不确定性。这是因为由频率不确定性范围和定时不确定性范围组成的搜索空间被减小。因此，为了捕获信号只需对较少的频率和定时假设进行搜索。这还减少了捕获信号所需的时间。
根据本发明的一个实施例，位于通信系统汇接局上的发射器对正向链路信号的频率进行预校正，以补偿由于卫星与汇接局之间的相对运动而造成的多普勒频移。由于卫星相对于汇接局的相对运动是众所周知的，因此可以对信号进行补偿，以致于当信号到达卫星时，信号不出现由于相对运动造成的任何多普勒频移。换句话说，由发射器对正向链路信号的上行链路部分(即从汇接局到卫星的正向链路的部分)进行预校正，以补偿多普勒频移。
然而，卫星相对于用户终端的相对运动不是众所周知的。因此，当正向链路信号的下行链路部分由卫星转发或者发射到用户终端时，信号将经历由卫星与用户终端之间相对运动而造成的未知的多普勒频移。因此，根据本发明，对正向链路信号的上行链路部分的预校正不能完全去除频率不确定性，但是可减小用户终端上的正向链路信号中的总的频率不确定性。对频率的预校正减小了接收器为捕获信号所需的搜索空间。
根据本发明的另一个实施例，位于通信系统用户终端上的发射器发射反向链路信号，其载波频率已经被预校正，以补偿由于用户终端与卫星之间相对运动而造成的多普勒频移。这可以在双向中的一个方向中实现。用户终端或是通过各种方法知道卫星的相对运动，用户终端或是基于正向链路信号下行链路部分存在的多普勒调节反向链路信号。在两种情况中，用户终端从反向链路信号的上行链路部分中有效地去除了多普勒效应。在这种情况下，反向链路信号的上行链路部分到达卫星没有任何明显的多普勒效应，但是下行链路部分仍然经历多普勒。
在本发明的再一个实施例中，位于汇接局上的发射器对正向链路信号的上行链路部分的定时进行预校正。在本实施例中，连续地调节信号的定时，以致于信号以相同的时间(称为卫星时间)到达通信系统所采用的任何卫星。因此，发射器调节通过卫星发射到用户终端的信号的定时，从而使信号在预定的时间同步到达卫星，不管汇接局与卫星之间的距离如何。因此，信号基本上同时到达每颗卫星。这意味着，在许多情况中，汇接局以不同的时间将信号发往不同卫星。
对定时进行预校正的一个结果是减小了由于传播延迟的偏差而造成的用户终端的定时不确定性。由于正向链路信号的上行链路部分的定时是已知的，由传播延迟所造成的不确定性仅出现在正向链路的下行链路部分中。因此，通过对定时的预校正，使正向链路信号的定时不确定性减小约二分之一。
对CDMA通信系统中的信号的定时进行连续预校正导致PN扩频代码序列中的每个代码到达任何特定卫星与其它任何卫星在起始时间上基本同步，不管汇接局与卫星之间的距离如何。换句话说，卫星上的正向链路信号的上行链路部分不显示任何代码多普勒。因此，接收器必须仅校正正向链路信号的下行链路部分中所经历的代码多普勒。这降低了用户终端接收器中定时跟踪回路的要求。
在本发明的又一个实施例中，用户终端上的发送器对反向链路信号的定时进行预校正。在这个实施例中，对反向链路信号的定时进行连续调节，从而使信号在卫星时间上以基本同步的起始时间到达任何卫星。因此，发射器调节发射到卫星的信号的定时，使得信号同步到达卫星，不管用户终端与卫星之间的距离如何。这意味着，在许多情况中，根据用户终端与卫星之间的距离，将在不同的用户终端时间上发射信号。与正向链路一样，对定时的预校正减小了反向链路信号中存在的定时不确定性和代码多普勒。
在本发明的较佳实施例中，在正向链路信号和反向链路信号的上行链路部分上同时进行定时和频率预校正。由于预校正的结果使定时和频率不确定性减小约二分之一，根据本发明的系统的总搜索空间减小约四分之一。这将大大节省硬件成本和捕获时间。
附图简述从以下结合附图所作的详细描述中，本发明的特征、目的和优点将更加清楚，在整个附图中，相似的参考字符有相应的表示，参考编号中最左侧的数字代表参考编号首次出现的附图。
图1示出采用本发明的典型通信系统。
图2示出供用户终端使用的示例收发机装置。
图3示出供汇接局(gateway)或基地台使用的发射和接收装置。
图4示出汇接局与用户终端之间的正向链路和反向链路传输。
图5示出与尚未进行频率预校正的正向链路信号有关的各种频率。
图6示出与已进行频率预校正的正向链路信号有关的各种频率。
图7示出对从汇接局的正向链路传输进行频率预校正的步骤。
图8示出对从用户终端的反向链路传输进行频率预校正的步骤。
图9示出尚未进行定时预校正的正向链路和反向链路传输。
图10示出根据本发明已进行定时预校正的话务信道的正向链路和反向链路传输。
图11示出根据本发明已进行定时预校正的接入信道的正向链路和反向链路传输。
图12示出为来自汇接局的正向链路传输进行定时预校正的步骤。
图13示出为来自用户终端的反向链路传输进行定时预校正的步骤。
较佳实施例的详细描述本发明是对由于多普勒效应造成的定时和频率漂移进行预校正以降低通信系统中定时和频率不确定性的方法和装置。本发明通过确定和补偿正向链路信号在从汇接局发射到卫星时的上行链路部分所经历的多普勒效应部分地实现这一点。因此，所有的正向链路信号到达卫星对相同频率进行预校正。对正向链路信号的下行链路部分未作补偿，因为卫星与用户终端之间的相对运动是未知的。尽管下行链路部分未作补偿，但是，正向链路信号中的总的频率不确定性大大降低(大约二分之一)。这导致正向链路接收器捕获信号所需的搜索空间相应减小。
本发明特别适用于采用低地球轨道卫星的通信系统。然而，对熟悉有关技术的人员而言显然易见，本发明的概念可以用于非通信用途而使用的卫星系统。如果汇接局或基地台于用户终端之间存在足够大的相对运动，影响到接收信号的频率，或者如果在信号的传播延迟上存在足够大的不确定性，那么，本发明还可用于卫星在非LEO轨道中行走的卫星系统或者用于非卫星转发器系统。
以下将详细讨论本发明的较佳实施例。在讨论具体的步骤、配置或排列时，应当明白这么做仅仅是为了说明目的。熟悉相关技术的人员将会认识到只要不背离本发明的精神和范围可以采用其它的步骤、配置和排列。本发明可以在各种无线信息和通信系统，包括位置确定的系统，和卫星和陆上蜂窝式电话系统中找到应用。较佳的应用是通常利用无线传送信号的移动或便携电话业务的CDMA无线扩展频谱通信系统。
图1示出了可使用本发明的示例无线通信系统。可以设想这一通信系统采用CDMA型通信信号，但是这并不是本发明所要求的。在图1所示的一部分通信系统100中，为了实现与两个远程用户终端124和126的通信，图中示出两颗卫星116和118和两个有关的汇接局(gateway)或中心(hub)120和122。通常，基地台和卫星/汇接局是单独通信系统的组成部分，称为陆基或卫星基部分，当然，这不是必须的。在这种系统中基地台、汇接局和卫星的总数目取决于所需的系统容量和现有技术很理解的其它因素。
用户终端124和126各有或包括一个诸如(但不限于)蜂窝电话机的无线通信装置、一个数据收发机或一个寻呼或位置确定接收器，根据需要可以手持或者安装在车上。这里，用户终端是作为手持电话示出的。然而，也应当明白，本发明的所述内容可应用于需要远程无线业务的固定装置，包括“户内”以及“户外”位置。
通常，来自卫星116和118的射束以预定码型覆盖不同的地理区域。不同频率的射束也称为CDMA信道或“子射束”，可以使它们定向，重叠于相同区域。熟悉现有技术的人员还明白，多颗卫星的射束覆盖区或服务区或多个基地台的天线码型可以根据通信系统设计和提供业务的类型以及是否获得空间分集而设计成在给定区域上完全或部分重叠。
已经提出了多种多样的多卫星通信系统，一种示例系统采用在低地球轨道(LEO)的8个不同轨道平面中行走的48或更多颗卫星为大量用户终端服务。然而，熟悉该技术的人员将会明白，如何将本发明所述内容应用于各种卫星系统和汇接局配置，包括其它轨道距离和星座。这时，本发明等效地应用于各种基地台配置的陆基系统。
在图1中，示出了用户终端124和126与基地台12、或通过卫星116和118与汇接局120和122之间建立通信的一些可能信号路径。基地台-用户终端通信链路由线路130和132表示。卫星116和118与用户终端124和126之间的卫星-用户终端通信链路由线路140、142和144表示。汇接局120和122与卫星116和118之间的汇接局-卫星通信链路由线路146、148、150和152表示。汇接局120和122和基地台112可以用作单向或双向通信系统的一部分，或者简单地把消息或数据传送给用户终端124和126。
图2示出供用户终端106使用的一个示例收发机200。收发机200采用至少一个天线210接收通信信号，将通信信号传送到模拟接收器214，这里对它们进行下变换、放大和数字化。双工器元件212通常被用于允许同一天线同时起发射和接收功能作用。然而，有些系统采用在不同发射和接收频率上工作的单独天线。
将模拟接收器214输出的数字通信信号传送到至少一个数字数据接收器216A和至少一个数字搜索接收器218。可以采用附加数字数据接收器216A-216N根据装置复杂性的可接受程度获得信号分集的所需电平，对于熟悉有关技术的人员而言是显然的。
至少一个用户终端控制处理器220被耦合到数据接收器216A-216N和搜索接收器218。控制处理器220提供其它功能当中的基本信号处理、定时、功率和切换控制或协调和选择信号载波所用的频率。通常由控制处理器220进行的另一个基本控制是选择或处理用于处理通信信号波形的PN码序列或正交功能。控制处理器220的信号处理可包括确定相对信号强度和计算各个相关信号参数。这种信号参数，如相对定时和频率的计算可以包括使用附加或单独专业电路提供测量结果在效率和速度上的提高或改善控制处理资源的分配。
数字数据接收器216A-216N的输出被耦合到用户终端内的数字基带电路222。用户的数字基带电路222包括用于向用户终端传送信息和捕获信息的处理和表征元件。即信号或数字存储器元件，如瞬时或长期数字存储器；输入和输出装置，如显示屏、扬声器、键盘终端和手机；A/D元件、声码器和其它语音和模拟信号处理元件等等；所有这些形成利用本领域众所周知元件的用户终端基带电路的各部件。如果采用分集信号处理，用户数字基带电路222可以包括分集合成器和解码器。这些元件当中有些还可以在通信中在控制处理器220的控制下工作。
当语音或其它数据被准备作为用用户终端始发的输出消息或通信信号时，采用用户数字基带电路222进行接收、存储、处理等等，否则准备发射所需数据。用户数字基带电路222将这一数据提供给在控制处理器220控制下工作的发射调制器226。发射调制器226的输出被传送到功率控制器228，它将输出功率控制提供给发射功率放大器230，从天线210把输出信号最终发射到汇接局。
正如下面将进一步讨论的，为了实施本发明的实施例，用户终端200还能够使用一个或多个预校正元件或预校正器232和234。较佳地，预校正元件232被用于把数字功率控制器228的数字输出的频率调节到基带频率。在发射功率放大器230中进行上转换期间把包括频率调节的基带频谱信息变换到合适的中心频率。
利用本领域所熟知的技术可实现预校正或频率调节。例如，通过复信号旋转能够实现预校正，这等效于使信号乘以因子ejωt，这里ω是根据已知的卫星星历表和所需信道频率计算的。在把通信信号处理为同相位(I)和正交相位信道(Q)的地方，这是十分有用的。可以采用直接数字合成装置来产生一些旋转积。另一方面，可以采用坐标旋转数字计算元件，它采用二进制平移、加和减来完成一系列的分立旋转，导致所需的总旋转。这种技术和有关硬件是本领域人员所众所周知的。
作为另一种替代方法，可以将预校正元件234设置在发射功率放大器230输出的发射路径上，以调节出局信号的频率。利用众所周知的技术，如发射波形的上转换或下转换，能够实现这一点。然而，在模拟发射器输出上的频率变化在经常采用一系列滤波器对波形成形中可能更困难，在这一结点上的变化会干扰滤波过程。在另一种替代方法中，预校正元件232、234能够形成用户终端模拟上转换和调制级(230)的频率选择或控制机制中的一部分，从而采用适当调节频率一步把数字信号转换为所需发射频率。
正如下面进一步详细讨论的，用户终端200还可以采用发射路径中的预校正元件232、234调节出局信号的定时，这里，定时预校正电路形成这些元件的一部分。这可以利用发射波形中增加和减小延迟的众所周知技术来实现。此外，根据需要可以使用与预校正元件232和234相似和除此之外(未示出)的预校正元件，专门执行定时变化。时间预校正可以与频率预校正一起或者不一起使用，改变信号或PN码的相关定时。
然而，定时调节通常是在以基带产生信号时和功率控制器228输出前通过使控制处理器调节代码产生和定时或其它信号参数定时而实现的。控制器220能够例如确定何时产生代码和它们的定时和应用于信号，以及何时发射调制器226对信号起作用和由功率控制器228发射到各颗卫星。
采用至少一个时间参考元件238来产生和存储诸如日期和时间的时序信息，它们可以用于帮助确定卫星在已知轨道中的位置。可以把时间存储起来和周期性地更新，在有些应用中，可以采用GPS接收器的世界时(UT)信号作为这一过程的一部分。通过汇接局还可以把时间周期性地提供给用户终端。此外，当用户终端进入非启用模式时，例如当“关机”时，能够把当前时间存储起来，用于确定与信号参数有关的各种时间。
如图2所示，本地或参考振荡器240被用作模拟接收器214、模拟发射器230和时间参考元件238所采用的时钟电路的参考。振荡器340还被用作定时电路242的频率标准或参考，产生用户终端200中其它级或处理元件的定时参考，如数字接收器216A-216N和218中的时间跟踪电路或相关器、或发射调制器226、时间参考元件238和控制处理器220。
利用已知电路可以调节振荡器输出的频率，形成所需定时信号，正如本领域专业人员所熟知的。对于许多电路而言，这种定时信号通常被称为时钟信号。还可以将定时电路配置为在处理器的控制下使时钟信号的相对定时产生延迟或滞后或超前。即，可以使时间跟踪调节预定量。这也允许代码的应用从“正常”定时超前或滞后，通常有一个或多个子码周期，以致于能够根据需要，给构成代码的PN码或子码施加不同的定时。
利用本领域人员所熟知的技术可以把对应于所接收通信信号的一个或多个测量信号参数、或一个或多个共享资源信号的信息或数据送至汇接局。例如，可以把这种信息作为单独信息信号传送或者添加到由用户数字基带电路222制作的其它消息上。另一方面，在控制处理器220的控制下，可以把信息作为预定控制位被发射调制器226或者发射功率控制器228插入。
数据接收器216A-N和搜索接收器218配置有信号相关元件，对特定信号进行解调和跟踪。搜索接收器218被用于搜索导频信号或其它相对固定码型强信号，而数字接收器216A-N被用于对与检测到的导频信号相关的其它信号进行解调。数据接收器416也能够被指定对捕获后的导频信号进行跟踪或解调。因此，能够监测这些单元的输出，以确定导频信号或其它信号的能量或频率。这些接收器采用频率跟踪元件，能够对它们进行监测，把当前频率和定时信息提供给控制处理器220，对信号进行解调。
控制处理器220采用这种信息确定接收信号偏移到什么程度，在合适时，当按比例换算到相同频率频带时，形成预期的接收频率或振荡器频率。如下所讨论的，与频率误差和多普勒频移有关的这一和其它信息可以根据需要存储在一个或多个误差/多普勒储存或存储器元件236中。控制处理器220可以利用这一信息调节振荡器工作频率或者利用各种通信信号可以将其传送到汇接局或基地台。
图3示出供汇接局120和122或基地台使用的一个示例发射和接收装置300。这种装置是本领域人员熟知的，在以上参考的专利中作了讨论。例如，在题目为“CDMA蜂窝电话中产生信号波形的系统和方法”的日颁发的第5,103,549号美国专利中可看到有关这类装置操作的详细描述，该专利转让给本发明的同一受让人，这里将其引作参考。
图3所示的汇接局120、122的一部分具有一个或多个模拟接收器314，与接收通信信号的天线310连接，然后，利用本领域专业人员众所周知的各种方案对通信信号进行下转换、放大和数字化。在有些通信系统中采用多个天线310。由模拟接收器314输出的已数字化的信号作为输入提供给至少一个数字接收器模块324，一般以虚线表示。
每个数字接收器模块324对应于用于管理汇接局120、122与一个用户终端124、126之间通信的信号处理元件。尽管本领域人员熟知一些不同改型。一个模拟接收器314能够把输入提供给许多数字接收器调制器324，在汇接局120中通常采用若干个这样的模块来容纳所有的卫星射束和在任何给定数据处理的可能的分集模式信号。每个数字接收器模块324具有一个或多个数字数据接收器316和搜索接收器318。搜索接收器318通常搜索信号而非导频信号的合适分集模式。在通信系统中所执行的地方，采用多个数字数据接收器316A-316N作分集信号接收。
把数据接收器316的输出提供给随后的基带处理元件322，它包括本领域众所周知的装置，这里未进一步详细示出。示例的基带装置包括为每个用户将多路径信号合并为一个输出的分集合成器和解码器。示例的基带装置还包括将输出数据提供给通常为数字交换机或网络的接口电路。其它各种熟知元件，如声码器。数据调制解调器、和数字数据交换和存储部件(但不限于这些)可以形成基带处理元件322的一部分。这些元件在操作中还控制或指挥数据信号至一个或多个发射模块334的传送。
被发射到用户终端的信号是与一个或多个合适发射模块334耦合的每个信号。典型的汇接局采用若干个这种发射模块334把业务在某时提供给用户终端124、126，在某时给几颗卫星和射束。汇接局120、122所采用的发射模块334的数目是由本领域人员所众所周知的因素确定的，包括系统复杂性、视线中的卫星数目、用户容量、所选分集的程度等。
每个发射模块334包括一个发射调制器326，它对发射数据进行扩展频谱调制，其输出耦合到数字发射功率控制器328，它控制出局数字信号所采用的发射功率。数字发射功率控制器328为了减小干扰和资源分配施加最小功率电平，但是，当需要补偿发射路径中的衰减和其它路径传送特性时施加合适的功率电平。发射调制器326在对信号进行扩展中使用至少一个PN发生器332。这一代码发生还能够形成汇接局122、124或基地台112中所使用的一个或多个控制处理器或存储元件的一部分功能，可以时间共享。
发射功率控制器328的输出被传送到加法器336，这里与来自其它发射功率控制电路的输出相加。这些输出是在相同频率上发射到其它用户终端124、126的信号，作为发射功率控制器328的输出在相同射束内。加法器336的输出提供给数字-模拟转换的模拟发射器338，转换到合适的RF载波频率，经进一步放大、滤波和输出到一个或多个向用户终端124、126辐射的天线340。根据系统的复杂性和结构，天线310和340可以是相同的天线。
为了实现本发明的实施例，采用一个或多个预校正器或频率/定时预校正元件342和344。较佳地，预校正元件342用于以基带频率调节数字功率控制器328的数字输出的频率。如用户终端一样，在模拟发射器338中进行的上转换期间，把包括频率调节的基带频谱信息转换为合适的中心频率。频率预校正是利用本领域人员熟知的技术，例如以上讨论的复数信号旋转来实现，这里旋转的角度是基于已知卫星星历表和所需信道频率计算的。如用户终端中一样，其它信号旋转技术和相关硬件是本领域人员众所周知的。
在图3中，示出的预校正器342设置在加法器336前的发射路径中。这允许根据需要分别控制每个用户终端信号。然而，由于用户终端共享汇接局至卫星的相同发射路径，当在加法器336后进行预校正时，能够采用单个频率预校正元件。
作为一种替代方法，可以将预校正器344设置在模拟发射器338的输出上的发射路径中，利用众所周知的技术调节出局信号的频率/定时。然而，在模拟发射器的输出上改变频率可能是很困难的，也许干扰信号滤波过程。另一方面，可以由控制处理器320直接调节模拟发射器338的输出频率，提供一平移输出频率、偏离正常中心频率的偏差。
正如以上针对用户终端200所讨论的，可以在发射路径中采用预校正元件342、344，利用可以由部分这种元件形成的已知预校正电路调节出局信号的定时。这可以利用发射波形中增加或减小延迟的众所周知技术来实现。此外，根据需要，可以使用与预校正元件342和344相似和除此之外(未示出)的预校正元件，专门执行定时变化。时间预校正也可以与频率预校正一起或者不一起使用，改变信号或PN码的相关定时。
然而，定时调节通常是在以基带产生信号时和功率控制器328输出前通过使控制处理器调节代码产生和定时或其它信号参数定时而实现的。控制器320例如确定代码定时和应用，以及何时由功率控制器328发射到各颗卫星和用户终端。
叠加在出局用户终端信号，正向链路上的频率和/或定时校正量是根据通过其建立通信的汇接局与每颗卫星之间的已知多普勒效应。利用已知的卫星轨道位置数据，控制处理器320能够计算考虑卫星多普勒效应所需的频移量。这一数据可以存储在一个或多个诸如查看表的储存元件346或存储器元件中和从中进行检索。可以采用诸如RAM和ROM电路的各种装置或磁性储存装置来构造储存元件346。利用这一信息建立在任何给定时间被汇接局所使用的每颗卫星的频率或定时调节。
如图3所示，时间和频率单元(TFU)348给模拟接收器314提供参考频率信号。在有些应用中，可以采用来自GPS接收器的世界时(UT)信号作为这一过程的一部分。根据需要，在多个中间转换步骤中还可以使用它。如图所示，TFU 348还用作模拟发射器338的参考。TFU 348还把定时信号提供给汇接局或基地台300中其它级或处理元件，如数字接收器316A-N和318中的相关器、或发射调制器326和控制处理器320。还可以将TFU 348配置为在处理器控制下根据需要使(时钟)信号的相对定时滞后或超前预定量。
至少一个汇接局控制处理器320与接收器模块324、发射模块334和基带电路322相耦合；这些单元可以相互物理分开。控制处理器320提供命令和控制信号，实现功能，诸如信号处理、定时信号发生、功率控制、切换控制、分集合并和系统接口，但不限于这些。此外，控制处理器320分配扩展码、正交码序列和供用户通信使用的特定发射器和接收器或模块。
控制处理器320还控制导频、同步和寻呼信道信号的发生和功率以及它们与发生功率控制器328的耦合。导频信道简单地就是不用数据调制的信号，可以使用输入到发生调制器326的重复的非变化码型或非变化帧结构。即，用于形成导频信号的信道的正交功能、沃尔什代码通常具有常量值，如全部1或0，或者众所周知的重复码型，如由分散的1和0构成的码型。这将有效地导致仅发生PN发生器332、332施加的PN扩展码。
而控制处理器320可以直接耦合到一个模块，如发射模块334或接收模块324的元件，每个模块通常包括一个模块专用处理器，如发射处理器330或接收处理器321，控制该模块的元件。因此，在较佳实施例中，控制处理器320被耦合到发射处理器330和接收处理器321，如图3所示。用这种方法，单个控制处理器320能够更有效地控制大量模块和资源的操作。发射处理器330控制导频、同步、寻呼信号和话务信道信号的发生和信号功率以及它们各自与功率控制器328的耦合。接收处理器321控制搜索、解调的PN扩展码和监测接收信号。
对于特定的操作，如共享资源功率控制，汇接局120和122接收通信信号中诸如接收信号强度、频率测量或来自用户终端的其它接收信号参数的信息。这一信息可以由接收处理器321从数据接收器316的已解调输出中导出。另一方面，在控制处理器320或接收处理器321所监测并传送到控制处理器320的信号中，在预先限定的位置上出现时可以对这一信息进行检测。控制处理器320采用这一信息(如下所述)控制利用发射功率控制器328和模拟发射器338发射和处理的信号的定时和频率。
在通信系统100操作期间，称为正向链路信号的通信信号s(t)由汇接局(120、122)利用汇接局产生的载波频率A0发射到用户终端(124、126)。正向链路信号经历时间延迟、传播延迟、由于多普勒效应造成的频移和其它效应。正向链路信号从汇接局发射到卫星(即在正向链路信号的上行链路部分上)时第一次经历这些效应，从卫星发射到用户终端(即在正向链路信号的下行链路部分上)时第二次经历这些效应。一旦信号被接收，便存在发送返回或反向链路信号的进一步延迟、传播延迟、和从用户终端到卫星(即在反向链路信号的上行链路部分)和再从卫星到汇接局(即在反向链路信号的下行链路部分)的过渡中的多普勒效应。
图4示出在通信系统100中发射的各种信号。汇接局120经卫星转发器116将正向链路信号410发射到用户终端124。正向链路信号410由汇接局120到卫星转发器116的上行链路部分412和卫星转发器116到用户终端124的下行链路414部分组成。用户终端124经卫星转发器116将反向链路信号420发射到汇接局120。反向链路信号420由用户终端124到卫星转发器116的上行链路部分422和卫星转发器116到汇接局120的下行链路部分424组成。
当汇接局120把正向链路信号410发射到卫星转发器116时，上行链路部分412经历因汇接局120与卫星转发器116之间的相对运动导致的频率多普勒和代码多普勒。众所周知，当卫星转发器116接近汇接局120时，由于频率多普勒的结果，上行链路部分412经历其载波频率的升高。由于代码多普勒的结果，上行链路部分412还经历其PN码序列的代码或脉冲宽度的减小。当卫星转发器116从汇接局120后退时，对于上行链路部分412，将出现相反的效应。
同样，当卫星转发器116将正向链路信号410发射到用户终端124时，下行链路部分414经历因卫星转发器116与用户终端124之间的相对运动(即当卫星转发器116和用户终端124二者都运动时)导致的频率多普勒和代码多普勒。众所周知，当卫星转发器116接近用户终端124时，由于频率多普勒的结果，下行链路部分414经历其载波频率的升高。由于代码多普勒的结果，下行链路部分414还经历其PN码序列的代码或脉冲宽度的减小。当卫星转发器116从用户终端124后退时，对于下行链路部分414，将出现相反的效应。
参考图5描述多普勒对载波频率的影响。图5示出例如当卫星转发器116接近汇接局120和用户终端124二者时多普勒对正向链路信号410的载波频率510的影响。从汇接局120发射具有载波频率510(f载波510)的正向链路信号410。上行链路部分412经历因多普勒效应造成的其载波频率的增大，图5中以上行链路多普勒频率520(f上行链路520)示出。因此，正向链路信号410在卫星转发器上的频率(f卫星)是载波频率510和上行链路多普勒频率520之和。下行链路部分414经历因多普勒效应造成的其载波频率的增大，图5中以下行链路多普勒频率530(f下行链路530)示出。因此，正向链路信号410在用户终端124上的频率(f用户终端)是载波频率510、上行链路多普勒频率520和下行链路多普勒频率530之和。
由于上行链路多普勒频率520和下行链路多普勒频率530随卫星转发器116的相对运动而变化，因此，正向链路信号410在用户终端124上的频率也变化。这种变化被称为频率不确定性。在采用LEO卫星的通信系统100中，频率不确定性在50至300KHz的范围，甚至更大。
图6示出根据本发明一个实施例进行的频率预校正处理的例子。正向链路信号410具有所需的载波频率510(f载波510)。在从汇接局120发射前，由预校正器342以预校正频率、预校正因子610对正向链路信号410进行调节。预校正频率610与上行链路多普勒频率520幅度相等，符号相反。因此，当正向链路信号410从汇接局120发射时，正向链路信号410的起始频率为载波频率510加上预校正频率610。然后，正向链路信号410的上行链路部分412经历由上行链路多普勒频率520造成其频率的变化。在本发明中，正向链路信号410在卫星转发器116上的频率(f卫星)是载波频率510、预校正频率610和上行链路多普勒频率520之和。由于预校正频率610和上行链路多普勒频率520大小相等而符号相反，正向链路信号410在卫星转发器116上的频率等于载波频率510。
下行链路部分414仍经历因下行多普勒频率530造成的其频率的变化。然而，根据本发明，正向链路信号410在用户终端124上的频率(f用户终端)是载波频率510和下行链路多普勒频率530之和。正向链路信号410在用户终端124上的频率仅仅从载波频率510改变下行链路多普勒频率530。因此，在本发明中，频率不确定性仅仅是下行链路多普勒频率530中不确定性的结果。在实际应用上，本发明使与卫星转发器116相对静止的用户终端的频率不确定性降低二分之一。
图7示出根据本发明一个实施例对来自汇接局120的正向链路信号410的频率进行预校正的步骤。在步骤710中，发射器338准备发射到一个或多个卫星转发器116的正向链路信号410。在步骤720中，控制处理器320计算正向链路信号410发往的每个卫星转发器116的相对运动和相关的上行链路多普勒频率520。接着，在步骤730中，预校正器342考虑到上行链路多普勒频率520对正向链路信号410进行预校正或补偿。最后，在步骤740中，发射器338以用上行链路多普勒频率520预校正的载波频率510发射正向链路信号410。
本发明的另一个实施例以同样的方式在反向链路信号420上操作。在这个实施例中，用户终端124不具有卫星转发器116相对运动的知识。因此，用户终端124必须采用不同的技术来确定上行链路多普勒频率520。用户终端124基于已知的载波频率510和正向链路信号410的频率进行这件事。这些频率之间的差是下行多普勒频率530。假设卫星的相对运动在用户终端124接收正向链路信号410与发射反向链路信号420之间变化不明显，基于这一假设，正向链路信号410的下行链路多普勒频率530与反向链路信号420的上行链路多普勒频率510大致相同。在以上引用的题目为“通信系统中频率偏移的确定”的共同申请号为08/723,724的专利中更详细地讨论了这一技术。
图8示出对来自用户终端124的反向链路信号420的频率进行预校正的步骤。在步骤810中，发射器230准备发射到卫星转发器116的反向链路信号420。在步骤820中，控制处理器220基于已知的载波频率510和最新收到的正向链路信号410的频率计算下行链路多普勒频率530。这两个频率之间的差就是正向链路信号410的下行链路多普勒频率530。这大约为反向链路信号420的上行链路多普勒频率520。接着，在步骤830中，预校正器232考虑到上行链路多普勒频率520对反向链路信号420进行预校正或补偿。最后，在步骤840中，发射器230以用上行链路多普勒频率520预校正的载波频率510发射反向链路信号420。
本发明的其它实施例基于有关用户终端124的位置和动力学的知识。如果用户终端124的位置和动力学是已知的，例如，通过将定位装置装入用户终端124中，那么，可以计算上行链路多普勒频率520和下行链路多普勒频率530二者，补偿它们的影响。事实上，如果这两个多普勒频率都是已知，那么，既可以采用预校正也可以采用后校正。在两种情况中，都能够有效地去除与信号有关的频率不确定性。
与通过卫星发射信号有关的另一个问题是对于位置靠近发射器的卫星，例如，位于汇接局中卫星和位置远离发射器的卫星，存在传播延迟的变化。这一变化被称为定时不确定性。图9示出正向链路信号910和反向链路信号920的定时不确定性。如图9所示，正向链路信号910实际上是两个信号经最远卫星930发射到用户终端124的正向链路信号910A和经最近卫星940发射到用户终端124的正向链路信号910B。对于这一讨论，正向链路信号910A和910B从信息考虑是相同信号。这两个信号之间的差别是汇接局120将它们送往分别的卫星。图9还示出用户终端在二个分隔离上有二倍的关系。这么做是为了图面清楚。对于针对图9的讨论，用户终端124是指同一物理装置。换句话说，正向链路信号910A和910B到达同一用户终端124，尽管它们经过不同的卫星930、940而到达。正向链路信号910A包括上行链路部分912A和下行链路部分914A。同样，正向链路信号910B包括上行链路部分912B和下行链路部分914B。
图9中也是把反向链路信号920示出为两个信号经最远卫星930发射到汇接局120的反向链路信号920A和经最近卫星940发射到汇接局120的反向链路信号920B。反向链路信号920A包括上行链路部分922A和下行链路部分924A。同样，反向链路信号920B包括上行链路部分922B和下行链路部分924B。
由于汇接局120与卫星930、940之间的距离不同，正向链路信号910A、910B以不同的时间到达用户终端124。如图9所示，正向链路信号910A在时间960到达用户终端124，而正向链路信号910B在时间950到达用户终端124。这两个时间之间的差代表能够预料正向链路信号910到达用户终端124的时间范围。换句话说，当信号从汇接局120发射时，它将在由时间950和时间960限定的时间范围内到达用户终端124。这一范围通常称为定时不确定性。相对于正向链路信号910，这一定时不确定性称为用户终端(UT)正向定时不确定性。
图9还示出反向链路信号920的定时不确定性。反向链路信号920A在时间980到达汇接局120，而反向链路信号920B在时间970到达汇接局120。这两个时间之间的差代表能够预料反向链路信号920到达汇接局120的时间范围。由时间970和980限定的这一定时不确定性称为汇接局(GW)反向定时不确定性。同定时不确定性为1至2ms的陆上或地球同步卫星通信系统相比，在采用LEO卫星的通信系统中，定时不确定性约为10至20ms，甚至更大。
如上所述，与定时不确定性有关的问题是为了捕获扩展频谱通信信号接收器必须搜索整个定时范围。对于使用PN码序列的系统，尤其是这样。本发明可降低定时不确定性，通过基于发射器与卫星之间的距离以不同时间发射通信信号，以致于一个给定的通信信号以相同时间到达信号发往的所有卫星，不管距离如何。
图10示出根据本发明的一个实施例的正向链路信号910和反向链路信号920的定时不确定性。根据本发明，正向链路信号910A是在时间1010由汇接局120经最远卫星930发射到用户终端124。在时间1020，正向链路信号910B是由汇接局120经最近卫星940发射到用户终端124。时间1010与时间1020之间的差被称为预校正时间，或者，在本情况中，更具体地称为正向链路预校正时间。正向链路预校正时间是基于汇接局120与接收信号的卫星之间的距离和相关的传播延迟确定，以致于不管距离如何，信号以相同时间到达卫星。例如，在相同的时间，时间1030(称为卫星时间1030)，正向链路信号910A到达最远卫星，正向链路信号910B到达最近卫星。
每颗卫星930、940将正向链路信号910转发到用户终端124。正向链路信号910A在时间1050到达用户终端124。正向链路信号910B在时间1040到达用户终端124。时间1050与时间1040之间的差代表本发明的用户终端正向定时不确定性。实际上，本发明使用户终端正向定时不确定性减小与正向链路信号910上行链路部分912相关的定时不确定性的量，这是因为“已知”正向链路信号910在卫星时间1030到达卫星930、940。
图10示出基于最远卫星930和最近卫星940的定时不确定性的最坏情况。而以上的讨论针对把正向链路信号910发射到一颗或多颗卫星，可以不是这种情况。例如，仅有一颗卫星位于特定汇接局120的视线中。在这种情况中，汇接局120只能向一颗卫星发射。在另一个实施例中，特定的通信系统100可以不进行分集处理，由此而使相同信号的多次发射无用。不管使用卫星的数目多少，本发明通过对信号发射的定时进行预校正，以致于信号以已知时间到达卫星，减小接收信号的定时不确定性。
本发明的一个实施例不仅对信号的发射的起始时间进行预校正，而且在发射时对信号进行连续预校正，以致于信号(即PN码)的每个分量以已知时间到达卫星。本发明的这个实施例除了检测定时不确定性外还对代码多普勒进行补偿。同以上讨论的频率预校正一样，仅在正向链路信号的上行部分912上对代码多普勒进行预校正，因为在卫星上，定时是已知的和正确的。然而，由代码多普勒造成的不确定性被减小，由此更易于进行时间跟踪环路的任务。
图11示出根据本发明另一实施例的正向链路信号910和反向链路信号920的定时不确定性。根据本发明的这个实施例，以与图9所述方式相同的方式，正向链路信号910由汇接局120发射。这个实施例对于反向链路信号920采用了相似的技术。在时间1110，用户终端124经最远卫星930将反向链路信号920A发射到汇接局120。在时间1120，用户终端124经最近卫星940将反向链路信号920B发射到汇接局120。时间1110与时间1120之间的差称为反向链路预校正时间。由于用户终端124不具有其自身位置的知识，用户终端124基于卫星时间1030与正向链路信号910到达用户终端124的时间之间的时间差确定反向链路预校正时间。这一时间差对应于正向链路信号910的下行链路部分914的传播延迟。如前所述，假设在接收正向链路信号910和发射反向链路信号920期间的相对运动很小，下行链路部分914的传播延迟与反向链路信号920的上行链路部分922的传播延迟相同，因此，反向链路预校正时间是必要的。
采用反向链路预校正时间来调节或补偿反向链路信号920的发射，从而使它在被称为卫星时间1130的已知时间到达卫星。卫星将反向链路信号920转发到用户终端124。反向链路信号920A在时间1150到达用户终端124，反向链路信号920B在时间1140到达用户终端124。时间1150与时间1140之间的差表示本发明的汇接局反向定时不确定性。实际上，本发明的这个实施例同时减小了用户终端正向定时不确定性以及汇接局反向定时不确定性。相对于正向链路910，用户终端正向定时不确定性减小了与上行链路部分912相关的定时不确定性的量。相对于反向链路920，汇接局反向定时不确定性减小了与上行链路部分922相关的定时不确定性的量。
图12示出根据本发明一个实施例对汇接局120处正向链路信号910的定时进行预校正的步骤。在步骤1210中，控制处理器320计算汇接局120与正向链路信号910被发往的每颗卫星930、940之间的距离。接着，在步骤1220中，控制处理器320根据这些距离中的每一个计算传播延迟。
这种距离可以例如通过测量信号从卫星发射到用户终端和立即返回或是在已知延迟后返回的往返行程延迟，然后使测量结果除以2和使测量结果乘以信号(光)的速度而获得。往返行程延迟可以通过发射一含有已知运行PN序列或扩展代码的信号，将汇接局上接收的重复发射信号中的PN序列的状态与原发射信号的状态进行比较而测得。采用状态差确定总的往返行程延迟，它包括已知汇接局至卫星的延迟。利用已知的卫星星历表，采用本领域人员众所周知的各种方法计算已知延迟。另一方面，利用通过一颗卫星发射和通过第二颗卫星返回的信号的往返行程延迟测量距离。然而，需要有关它们相对位置的一些附加信息，这通常是利用其它信号参数提供的。在上面引用的与位置确定有关的共同专利申请中更详细地讨论了这些技术。
在步骤1230中，预校正器342考虑到每个卫星930、940的传播延迟对正向链路信号410进行预校正或补偿。最后，在步骤1240中，发射器338发射正向链路信号410，其定时已经相对于适当的卫星930、940作了预校正。
图13示出根据本发明一个实施例在用户终端124对反向链路信号920的定时进行预校正的步骤。在步骤1310中，控制处理器220基于从反向链路信号920发往的每颗卫星930、940最新收到的正向链路信号910计算传播延迟。在步骤1320中，预校正器232考虑到每颗卫星930、940的传播延迟对反向链路信号920进行预校正或补偿。最后，在步骤1330中，发射器230把已经作过定时预校正的反向链路信号920发射到合适的卫星930、940。
除了减小定时不确定性，因而减小接收器试图捕获信号的搜索空间外，本发明还减小了采用分集处理的通信系统100所需的抗偏离存储缓冲器的量。这类系统为了从所有可能的路径“接收”信号必须在定时不确定性的整个范围上对入局信号进行缓冲。通过减小定时不确定性(即能够预料来自所有可能路径的信号的时间)，于是相应地减少抗扭斜存储器。
本发明的较佳实施例加入了预校正器，它同时进行频率和定时预校正。正如上面所讨论的，频率预校正和定时预校正分别使它们各自的不确定性减小约二分之一。因此，本发明的较佳实施例能够使接收器的搜索空间减小到约为原来搜索空间的四分之一。因此，加入本发明较佳实施例的汇接局120或用户终端124与其传统的对应物相比能够在四分之一时间里或者用四分之一的搜索接收器数目捕获信号。
以上提供的对较佳实施例的描述使得本领域的专业人员能够制造和使用本发明。对于他们而言，对这些实施例的各种改进是显而易见的，不需要用创造性的才能便可以把这里所限定的基本原理应用到这些实施例上。因此，本发明不希望限于这里所说明的实施例，而是根据与这里所揭示的原理和新颖特性相一致的最宽的范围。
1．一种在使用卫星的通信系统中发射信号的方法，其特征在于，所述方法减小多普勒对接收器的影响，所述方法包括下列步骤连续地计算卫星相对于发射器的多普勒频率，所述卫星从所述发射器接收信号，所述卫星将信号转发到接收器；和随所述多普勒频率的变化而调节信号的发射频率，使得在所述卫星上接收的信号好象没有多普勒。
2．一种在使用卫星的通信系统中发射信号的方法，其特征在于，所述方法减小多普勒对接收器的影响，所述方法包括下列步骤连续地计算卫星与发射器之间的距离，所述卫星从所述发射器接收信号；确定信号穿过所述计算距离所需的传播时间；从预定时间中减去所述传播时间，获得已校正发射定时；和在所述的已校正发射定时上发射信号，使得所述卫星在所述预定时间上接收信号。
一种对采用卫星(116、118)的通信系统(100)中定时和频率进行预校正以减小由于卫星运动而造成的定时不确定性和频率不确定性的方法和装置。考虑到发射信号从发射器(120)传播到卫星(116)时基于已知卫星运动的效应，对发射信号(410)进行预校正或补偿(342)。去除这些效应可减小发射信号到达接收器(124)时的不确定性，由此使信号接收的任务更加容易。
文档编号H04B7/01GK180170
公开日日 申请日期日 优先权日日
发明者S·A·克雷姆 申请人:夸尔柯姆股份有限公司