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有偿求升压电源能从输入DC几V到48V，输出DC48V 100A以上的电源
本帖最后由 sonna 于
18:04 编辑
求升压电源能从输入DC 几V到48V，输出DC48V 100A以上的电源。
输入电压要求越低越好，输出最大电流只要求能保持几十秒就可以，长期工作电流20A左右。
需要订制也可以，希望有能力的朋友出手，谢谢！
----------以下为补充内容----------------------
要求不高就不发帖求助了，补充一下，成品价格几千元可以接受，如果订制可以再谈，可接受5位数以上开发费用。
如果开发承接者也同意，可以将部分甚至是全部资料在本坛开源共享。
当然，如果资料商业价值高，也可请站长主持以莫元形式有偿购买。
这是哪头猪提出来的的指标？3V*0A，1600A在低压回路上串有1毫欧的电阻就会损失2560W的功率
还缺小了一个重要指标：
就是。。。最好小於一百元内搅定。
几十秒100A？那得多大的法拉电容啊？硬要做也不是不可能，问题是你要的成本在什么范围内？
汽车电瓶输出几十秒100A没有问题
12相dCdC升压，需要M〇S管160个，成本大概2000元
不过那个输入要用铜排线，稍远一点就会把能量全损失在导线上了
这指标有点变态，一般的Money打不住啊。
不过那个输入要用铜排线，稍远一点就会把能量全损失在导线上了
铜排要镀厚银了。
本帖最后由 sonna 于
17:44 编辑
要求不高就不发帖求助了，补充一下，成品价格几千元可以接受，如果订制可以再谈，可接受5位数以上开发费用。
如果开发承接者也同意，可以将部分甚至是全部资料在本坛开源共享。
当然，如果资料商业价值高，也可请站长主持以莫元形式有偿购买。
楼主的问题还是需要细化啊。
例如输入范围到底是多少到48V【接项目最怕的就是“越X越好”这样的要求】？是否需要隔离，如果隔离需要有那些安全要求？效率是多少？精度是多少？纹波是多少？负载调整率是多少？需要那些保护措施？等等吧。
6L靠谱，多相DC/DC，每相300~500W，用DSP或者FPGA做PWM和均流控制，不过要实用的话输入最好还是不低于12V吧。
这是要造电磁炮的么
帮你把规格书整理一下，看看这样是否可以？
输入电压范围: 3-48VDC
最大输入电流: 720A
输出电压: 48V
最大输出电电流流: 100A
如果这样可以的话，那么方案如下:
1. 6相Boost DC-DC;
2. 每相使用2只Rds-on(@110°C)&8mR，耐压&60V的mos管模块并联;
3. 每相使用1只导通电压(@120A, 110°C)&1V, 最大平均电流&20A的肖特基二极管模块;
4. 每相使用1只60u/47mm的铁硅铝磁环制作电感，2mm线径6根并绕5T;
5. 峰值电流控制模式。电流采样采用检测mos管导通压降的方法;
6. 控制芯片，CPLD+模拟电路;
7. 整机效率90%以上，强制风冷。重量大约8
8. 输入输出和内部关键走线使用订制铜排。
看你能出多少开发费了。光是这个规格的电源和电子负载价格已经不菲。开价太低的，设备不全无法系统测试的，敢做你也不敢用，当心放烟花。
本帖最后由 1ongquan 于
19:57 编辑
还是14L的专业，用MOS管模块的成本要比6L高 ，故障系数小
用DC-DC升压电路加超级电容阵列可解！
这是要做能量回收吗，入出不成比例了吧
MOS管可以考虑IAR的大罐式mosfet
不好做呀。3V直接升48V几乎不可能，输入范围太宽了，至少需要两级升压吧。
zhiwei 发表于
不好做呀。3V直接升48V几乎不可能，输入范围太宽了，至少需要两级升压吧。 ...
不是不可能，而是效率不高。所以规定了最大的输入电流。3v输入的时候达不到额度功率而已。
范围太宽，高效率的方案可能是两级拓扑结构——预稳压加开环LLC架构，不过成本可能就贵了。
话说4.8KW的模块，假如效率90%，损耗就达到了533W，虽然只工作几十秒这些热量也很客观的了。
难度的关键LZ没提及——最大输入电流是多少？
pcs3 发表于
范围太宽，高效率的方案可能是两级拓扑结构——预稳压加开环LLC架构，不过成本可能就贵了。
话说4.8KW的模 ...
输入是从几V到48V，不用考虑两级方案了。
如果输出是几百V，倒是可以考虑两级或者单级推挽反激。
帮你把规格书整理一下，看看这样是否可以？
输入电压范围: 3-48VDC
最大输入电流: 720A
提出的参数看起来挺靠谱，按这些参数，能有现成的产品吗？（参数接近都行）
如果要订制，需要多少时间和费用？
sonna 发表于
提出的参数看起来挺靠谱，按这些参数，能有现成的产品吗？（参数接近都行）
如果要订制，需要多少时间和 ...
最低输入电压确定是3V? 最大输入电流确定是720A? 额定输出电流是20A?100A最长输出时间是多少秒？每两次100A电流输出的时间间隔是多少秒？最高环境温度是多少，55°C还是40°C? 输入电流纹波%几(10%可以么)？输出电压纹波%几(1%可以么)？回答了这些问题，才能回答你上面的问题。其中最大输入电流和100A输出时间/间隔是最关键的参数，与成本和开发难度直接相关。
这东西能出来太好了，可以在我的电动车上装一个，刹车制动能量回收问题完美解决。
最低输入电压确定是3V? 最大输入电流确定是720A? 额定输出电流是20A?100A最长输出时间是多少秒？每两次10 ...
请先按这些参数提供方案：
输入电压范围: 3-48VDC
最大输入电流: 720A （提供电能的单元可全范围轻松输出大于1000A）
输入电压纹波：小于5%
输出电压: 48V& &稳压精度小于 3%
输出电压纹波： 小于2%（暂定）
最大输出电电流流（这个参数与楼主位不同）: 120A&&持续时间小于1分钟，间隔时间现在要求不明，但应该不会短于上一次最大电流的持续时间。
持续工作电流：30A 以内（要允许空载）
整机效率：90%以上（是否有电压范围限制？），强制风冷（带温控）。
环境温度：小于 55 摄氏度 大于 -25摄氏度
重量大约8kg（保证稳定的同时尽可能轻）
控制要求：能提供数字方式（串口等）电压电流及电源状态（保护等）反馈。
请先按这些参数提供方案：
输入电压范围: 3-48VDC
最大输入电流: 720A （提供电能的单元可全范围轻松输出 ...
感觉像是低压的燃料电池啊？
做过 峰值 24v400A 平均12v200A 的降压开关电源，觉得这个难度不是一点点，
1 不可能一级 Boost DC-DC，那里看到过只要升压2倍效率开始大幅下降，4倍就不忍目睹，比如现在一般的移动电源，能上90的一般要同步整流，专用芯片有上95，但是只是1.5倍升压，如果必须是3v那么Boost DC-DC 必定被否定，（怎么能接受那个损耗呢？3倍升压都要三级，即便高效94% 那么也很难到85%，何况三倍升压做94%的难度？
2 那么只有变压器dcdc&&好处可以使用更低电压的mos管（估计20v），但是即便6相 要能承受 半桥120a 实际电流的mos管 发热不是一点点，开关速度也不可能很大，不知道能不能到10k&&那么用pq50的磁芯，铜损相当可观
个人觉得应该改变思路，我不知道楼主的应用，打个比方如果是电池，为什么不能电池串联呢，如果是汽车回馈，为什么不想绕组切换之类呢，
做过 峰值 24v400A 平均12v200A 的降压开关电源，觉得这个难度不是一点点，
1 不可能一级 Boost DC-DC，那 ...
最关键的参数是：从3V到48V连续输入。而不是额定3V输入，48V输出。
如果额定3V输入，那么单级BOOST显然是个很差的方案，因为性价比太低了。因此，楼主规定了最大的输入电流：720A (而不是要求3V到48V全范围满功率输出)。当输入电压低于9V时开始限流，此时输出功率将达不到满功率。
其实，同样一个BOOST电路，工作在3V/720A和9V/720A，损耗是差不了多少的，但是效率差别很大。假设后者的效率是90%，那么前者会低至70%。但损耗同样都在650W左右，在相同的散热条件下温升是差不多的。
举个更极端的例子：你也可以让这个电源工作在1V/720A，此时的效率是：0.097%。
如果楼主要求在3V到48V全范围都要保持很高的效率，那这就是个世界难题了。
宽范围输入/输出电源的设计思路和定电压输入/输出电源是不同的，不能套用所谓的xxx经验。
1 如何找到合适的功率管 单级的话要80v/200a/5-10khz（实际50v/120a 六路，未计尖峰电压）
2计算当然以最低电压3v/720A=2160w(单级效率70%？=650w,估计如楼上所说）&&和 48v/100A 两个点来算
那么估计能实现&90% 满功率4800w 估计输入电压得在20v以上才容易实现。
& & 这个结果是否还是楼主设计要求的初衷。如果不是那么楼主应该去想办法“改变输入条件”--这是我想说明的问题
不懂大功率电源的飘过。。。
chenminhua1980 发表于
<font color="# 如何找到合适的功率管 单级的话要80v/200a/5-10khz（实际50v/120a 六路，未计尖峰电压）
2计算当然以最低 ...
功率管很好找，IXFN340N07 (70v，6mR@125°C)就可以,每相2只。
二极管也没问题，DSS2x61-01(导通压降1v@120a@125°C)，每相一只。
全功率范围效率790%估计是达不到。9v/720a输入，效率90%我认为是100%的把握。
关于开关频率，我不知道你怎么得来的数据，但是我认为可以轻松做到100kHz以上。
以上数据依据如下:
1. 开关损耗估算
驱动电路驱动能力: 开通，考虑在5A以上; 关断20A以上。开通使用驱动芯片mic4421。关断在栅极增加一只nmos做快速关断。
开通速度: dV/dt(on)= Ig_on / Crss = 5a/3000pf = 1.67v/ns。
关断速度: dV/dt(off) = Ig_off / Crss = 20a/3000pf = 6.67v/ns。
因此开通时间: 48/1.67=24 关断时间: 48/6.67=6ns。
开通损耗: E_on * Fs = 0.5*48v*120a*24ns*120KHz = 8.3w。
关断损耗: 2.1w。
2. 导通损耗估算
每相的导通损耗:
mos管: 120a*120a*6mR/2 * D = 35.1W。
二极管: 120a * 1V * (1 - D) = 20W。
3. 磁性元件损耗
具体就不查规格书了。根据之前的相似经验: 估计每相20W。
4. 线路损耗
铜排载流密度设计到2a/mm2。整机线路损坏估计不超过40W。
5. 控制回路，驱动回路，以及其他损耗
不超过20W。
根据以上数据:
总损耗:&&6*P_on + 6*P_off + 6*P_meg + P_line + P_control = 573W
Pout / (Pout + 6*P_on + 6*P_off + 6*P_meg + P_line + P_control) = 90.9%
是不是跟我上面几楼给出的数据很接近？
本帖最后由 chenminhua1980 于
11:09 编辑
IXFN340N07&&
& && &td(on) =100ns&&td(off) =100ns di/dt ≤ 100 A/μs, 120A 考虑输入电容Qgs =72nc&&Ciss 12200pF 粗略估计，以50%占空比 哪儿电流=240a/2(2个分流）=120A 一个上升沿 1.2us&&下降沿1.2us 那么就是2.4us&&你觉得用理想的2.4us 开关时间来驱100k方波，假设占空比 50%&&一个高电平 才5us 更何况这么大的输入电容，你的驱动能做到那种程度？
& &当然，你用一般功率器件，那开关速度当然没问题，做1M 的电源芯片多的是，开关速度和开关管的耐压，开关管的电流，开关管的工艺有直接的关系
也就是说如果楼主用100个 50w 的咱空比可同步的 模块 那开关速度是很容易实现的，纹波也没问题，
&&效率也很好评估 市场上的 能实现9v升48v 50w 的模块问下就知道了，只怕在这个升压比能做到90% ，几乎没有吧？ 我只做过小功率的模块，大功率的没做过，这只代表个人猜测
chenminhua1980 发表于
也就是说如果楼主用100个 50w 的咱空比可同步的 模块 那开关速度是很容易实现的，纹波也没问题，
&&效率也 ...
我前段时间做了个620v输入，100v/40A输出的电源，开关频率100kHz，效率91%。占空比和开关频率跟这个接近吧。况且高压下的开关损耗要高一个数量级。
chenminhua1980 发表于
也就是说如果楼主用100个 50w 的咱空比可同步的 模块 那开关速度是很容易实现的，纹波也没问题，
&&效率也 ...
(目前只是工程样机，样子丑了点，凑合看吧)
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开关频率取决于 功率管的导通和戒指时间，变压器或电感器的铜铁损耗的，在大电流或高电压的场合主要取决于功率管的开关时间。看图片 是三项输入 桥式整流，没有pfc 那电压应该在510v左右，输出400w,没有变压器那么是非隔离降压 dcdc .可见开关管的电压为800v 电流估计为80a 5:1 的降压比，可见功率管在满功耗的占空比只有20% 。楼上已经做出来了，本人毕竟没做过，
本帖最后由 mitchell 于
14:29 编辑
chenminhua1980 发表于
IXFN340N07&&
& && &td(on) =100ns&&td(off) =100ns di/dt ≤ 100 A/μs, 120A 考虑输入电容Qgs =72nc&&Cis ...
看来你对td(on)，td(off), tr, tf这几个参数并不了解。前两个是开关延迟时间，后两个是电流上升/下降时间。340N70文档给出的95ns/33ns的tr/tf是在Rg = 1R, Vgs = 10V，Ids = 100a的条件下测试出来的。实际上: 1.加大驱动能力可以提高开关速度。2.tr = 95ns, 指的是电流上升到100a的时间。电流上升曲线是非线性的，有效部分的时间还要更短，而且我们的应用中只需要上升到720A/6相/2只 = 60A，时间更短。所以实际的开通损耗并没有那么大。3. 340N07这个器件比较老了，新的型号速度更快。4. 栅极关断
电流如果控制在Ids * Crss/Coss ≈ 25A以上(使用独立的关断加速电路，用反相脉冲驱动一支小mos，直接对栅极放电)，可以做到0损耗关断。
另外，几us宽的驱动脉冲根本不是问题。
我上面那个电源短路输出(0v/40a)的时候，有效的驱动脉冲只有100ns左右的宽度。只是这个时候的效率为0而已。
chenminhua1980 发表于
开关频率取决于 功率管的导通和戒指时间，变压器或电感器的铜铁损耗的，在大电流或高电压的场合主要取决于 ...
最高440VAC输入，峰值电压622V。
功率器件不是简单的讲个导通/截止时间的，里面有很多细节的过程。单单是一个开通过程，粗略的分析，就可以至少分为5个阶段。器件手册中许多参数都是有测试条件的，不能不分情况拿来就用。
这个东东要是搞出来感觉应用大概两个地方
1、电动车电源，输入可能是燃料电池、超级电容之类的
2、能量回收，比如电焊机老化、锂电池化成，能量回馈用前级DC-DC
LZ的要求其实是做一个48V*130A/0.9=6.933KW输入功率的电源，这个功率大小个人真的是搞不定了，正如前面网友说的测试设备都很难搞。
其他应用大家补充~
看来你对td(on)，td(off), tr, tf这几个参数并不了解。前两个是开关延迟时间，后两个是电流上升/下降时间 ...
我是依据 di/dt 算的，最大电流 你算的不准确，电流时一个持续上升的过程，有最大电流和最小电流之分，你说的是平均电流，最大电流取决于最小电流，最小电流越小，最大电流越大，
大功率的电源真没看到过你说的这么高频率的，即便是谐振电源也很少看到100k,当然不是没有，估计是本人看不到，技术太先进，价格太高，我看电源网大功率逆变器 也就10-50k 的频率，功率越大频率越小，
我是依据 di/dt 算的，最大电流 你算的不准确，电流时一个持续上升的过程，有最大电流和最小电流之分，你 ...
di/dt是由什么决定的你知道么？你从文档哪个地方看到了这个参数？实际上，文档里根本不提供这个参数。只能根据应用情况(驱动电路、负载电流、bus电压)估算出来。
另外，如果按照0.3@120A的电流纹波比设计，按平均电流和梯形波电流计算出来的损耗是非常接近的。
总之你对开关过程了解太少了，传一篇文章你看看吧，改善一下你这方面的孤陋寡闻:
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大功率的电源真没看到过你说的这么高频率的，即便是谐振电源也很少看到100k,当然不是没有，估计是本人看不 ...
光伏逆变器的开关频率的确很低，5k-20k很常见。因为它追求的是: 1.高效率(节能) 2.自然冷却，长寿命(自然冷却，无风扇，低温升)。
对于追求性价比的大功率开关电源，情况就不同了。你不能看国产那些追求低廉价格的的东西，看看国外的吧:
sorensen DSC系列开关电源(1kW)，开关频率: 140KHz。
Ametek SG系列开关电源(5kW-30kW)，开关频率: 83.3KHz。
高砂zx系列程控开关电源(400/800/1600W)，开关频率(末级buck电路): 120KHz。
菊水pwr系列程控开关电源(400/800/1600W)，开关频率(flyback电路): 125KHz。
Chroma 62000系列程控直流电源(500/W)，开关频率(全桥电路): 80KHz。
TDK Lambda工业开关电源RAX48-30K(48V/30A)，开关频率: 140KHz。
以上都是我实体解剖研究过的国外先进的电源，实测数据。更多的就不列举了。(另外，说个题外话，有没有主要到大部分电源开关频率都没有超过150KHz？原因是CISPR22和EN55015电磁干扰标准从150KHz频率点开始有较大的限制)
di/dt是由什么决定的你知道么？你从文档哪个地方看到了这个参数？& &这个数据手册上写的很明白，当然是有条件的
看着楼上是专业的，我只是偶尔搞过，讨教如下问题
高砂zx系列程控开关电源(400/800/1600W)，开关频率(末级buck电路): 120KHz。
菊水pwr系列程控开关电源(400/800/1600W)，开关频率(flyback电路): 125KHz。
一般的常识 反击式开关电源一般不&400w 双管正激 LLC 半桥 也就做到1000w ,很少2000w,再大的都是全桥来完成，再或者多路同步输出。请教这两个电源室单组反击？
Chroma 62000系列程控直流电源(500/W)，开关频率(全桥电路): 80KHz。
TDK Lambda工业开关电源RAX48-30K(48V/30A)，开关频率: 140KHz。
这两个是全桥吧，是不是谐振全桥呢，谐振全桥的优势是低开关损耗，低emi 这样才可以提高开关频率，是吧
当然 升压也可以软开关，但是升压软开关的难度和器件的可选择性都是问题
这个东东要是搞出来感觉应用大概两个地方
1、电动车电源，输入可能是燃料电池、超级电容之类的
2、能量回收 ...
如你所说 能量回收的可能比较大，太阳能之类都是可以串联来改善电压的
di/dt是由什么决定的你知道么？你从文档哪个地方看到了这个参数？& &这个数据手册上写的很明白，当然是有条 ...
如果把开通过程细分为5个过程:
t1: Vgs充电到Vth1。对应的栅荷为，Q1;
t2: Vgs从Vth1充电到Vth2。对应的栅荷为，Q2;
t3: Vgs出现米勒平台，Vgs维持在Vth2。对应的栅荷为，Q3。
t4: Vgs继续维持米勒平台，Vgs略低于Vth2。Vds电压出现拐点。对应的栅荷为，Q3' 。
t5: Vgs开始进一步上升，管子进入线性区。对应的栅荷为Q4。
开通损耗最主要是出现在t2和t3过程，其余过程的损耗可忽略。而文档提供的栅荷数据是全部过程的。
你所说的di/dt实际是t2过程。取决于驱动能力: di/dt = Ig/Ciss * Gfs。就拿IXFN340N07来说: 驱动电流5A，Viss=12nF, Gfs=98。di/dt理论值: 40A/ns。比你不知道哪看来的100A/us高了3个数量级。
我上面计算损耗时用的dv/dt实际是t3过程。
一般高压和高速开关的场合t3过程的损耗占主要; 低压和二极管续流硬开通场合t2过程的损耗占主要。具体还是根据驱动电路情况和管子参数才能判断。
高砂zx系列程控开关电源(400/800/1600W)，开关频率(末级buck电路): 120KHz。
菊水pwr系列程控开关电源(400/800/1600W)，开关频率(flyback电路): 125KHz。
一般的常识 反击式开关电源一般不&400w 双管正激 LLC 半桥 也就做到1000w ,很少2000w,再大的都是全桥来完成，再或者多路同步输出。请教这两个电源室单组反击？
高砂的电源是APFC+开环LLC+buck。菊水的电源是APFC+双路交错反激。
这两个系列的电源都是宽输出范围电源(例如: 80v/40A/400W，最大电压*最大电流 = 最大功率的8倍)。反激电源正好具备这种特性: 同一个设计，高压输出时电流小，低压输出时电流大，类似恒功率的特性。电流型变换器(buck-boost及衍生拓扑)都具备这种特性。如果使用电压型(buck及衍生拓扑)，同一个设计，如果既能输出80v又能输出40A，那功率就绝对不是仅仅400w了。高砂的方案是把前两级容量做到400w，最后一级buck电路按80v/40a来设计，以此获得高性价比。菊水(以及高砂早年的方案)使用双路交错反激，来获得高性价比。
这是宽输出范围的可调电源的设计。当然，如果你要设计一个定电压输出电源(比如: 80v/5A/400w)，那毫无疑问，反激不是最优方案。正激或者半桥都会比反激的成本更低，效率更高。但是，如果要设计一个宽范围可调电源(0-80v/0-40a/400w)，反激的成本一定比正激/半桥低得多。
另外，安捷伦的6800系列可调开关电源也是使用反激拓扑的。
Chroma 62000系列程控直流电源(500/W)，开关频率(全桥电路): 80KHz。
硬开关全桥
TDK Lambda工业开关电源RAX48-30K(48V/30A)，开关频率: 140KHz。
硬开关正激
当然 升压也可以软开关，但是升压软开关的难度和器件的可选择性都是问题
升压软开关难度大？ZVT BOOST 就是最佳方案，1993年就提出来了。上面提到的高砂电源的APFC部分就使用了ZVT BOOST。控制芯片是UC3855。
不过低压电源很少使用软开关，因为开关损耗实在是已经很低了。
搞电源开发，不要照搬各种经验定论。搞明白各种电路结构与参数和各性能指标以及成本的关系。实际情况中，结合客户的需求边界以及关注点，选择合适的电路结构和参数，实现最低成本或者最高性价比，才是正解。在一种边界条件下得出的经验定论，在另一中边界条件下，可能会被完全颠覆。功夫的最高境界，是无招胜有招。
如果把开通过程细分为5个过程:
t1: Vgs充电到Vth1。对应的栅荷为，Q1;
t2: Vgs从Vth1充电到Vth2。对应的 ...
例举的这些商用电源拓扑都是降压的应用，就LZ提的这个需求来看并不能证明高频的优势，当然如果不管转化效率的话当我没说。
开关频率还是不要超过100KHz比较合适，毕竟最大输入电流在那摆着。
以前做过回馈负载，前级DC\DC用的移相全桥DC24V~60V升压到400V再DC/AC逆变并网，1KW功率等级，DC/DC 50KHz开关频率，整机效率接近90%。尝试过提升开关频率，效率会降低。
一直在思考怎么把输入范围变得更宽一些，仔细想了想觉得采用全桥BOOST加输出绕组切换是最适合LZ的这个应用了。
理由如下：
1、BOOST单级解决升压问题，升压比可用变压器调整，完美解决低压转换效率差的问题。
2、前置滤波电感，输入电流纹波小，有利于减少输入滤波电容。甚至多路错相，尽量让占空比接近0.5（通过输出匝比调整），输入纹波降低到最小。
3、输出短路不怕，好处理。传统的BOOST输出短路保护不容易做。
不好的就是变压器漏感可能影响较大。
不知到楼上两位大师有何高见？
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这个做出单元并联行不？
我倒是对48V 100A变 3V感兴趣些
pcs3 发表于
例举的这些商用电源拓扑都是降压的应用，就LZ提的这个需求来看并不能证明高频的优势，当然如果不管转化效 ...
电流馈电拓扑(boost馈电推挽，boost馈电全桥)，在低压输入场合的确有较高的性能。后级的变压器可提供一定的变比，使得前级的boost工作于较好的工作状态(1/2左右的占空比)。在台达的某燃料电池并网逆变器中有这样的拓扑的应用。
漏感的问题，的确有很大的影响。低压的mos管，耐压增加一个等级，导通电阻就大大增加。对成本极为敏感。通常的解决的办法是加大电容钳位，再使用辅助变换器将钳位电容的储能馈到副边或者输入端。
你提的绕组切换，是一个不错的方案。不过，使用什么器件来切换，这又是一个问题。另外，楼主需要输入电压连续变化，绕组切换时是否会引起输出中断或突变？
漏感对管子耐压等级的影响、钳位电路带来的复杂性、绕组切换的问题、大电流变压器的高成本，等等这些因素，带来成本和整机的复杂性的增加，恐怕还不如简单的多并联一半的BOOST开关管的方法性价比高。
pcs3 发表于
例举的这些商用电源拓扑都是降压的应用，就LZ提的这个需求来看并不能证明高频的优势，当然如果不管转化效 ...
再针对你的这段话，做一下回复:
“开关频率还是不要超过100KHz比较合适，毕竟最大输入电流在那摆着。以前做过回馈负载，前级DC\DC用的移相全桥DC24V~60V升压到400V再DC/AC逆变并网，1KW功率等级，DC/DC 50KHz开关频率，整机效率接近90%。尝试过提升开关频率，效率会降低。”
开关频率不要超过100KHz。 ---- 你并没有提供数据支持。
尝试过提高开关频率，效率会降低。---- 这是“废话”:-)
大部分情况下，效率只是一个内在指标，客户真正关心的是: 体积重量、价格、寿命。寿命由温升决定; 温升由损耗和散热条件决定; 散热条件很大程度上又受到体积重量的影响。小部分情况下，客户会要求效率不低于多少。极小一部分情况，客户会希望效率越高越好，成本无所谓。
并不一定高效率就是最好的设计。假如95%的效率换来了极低的温升，极长的寿命(比如10万小时)。但客户只需要5000小时的寿命。那只能说，这是一种过度的设计。因为可能把效率设计到85%，寿命便可以达到5000小时，但成本会低很多。这样的产品客户才会接受。
就像上面提到的光伏逆变器，客户要求30年寿命，免维护，高防水防尘等级。那肯定不能使用风扇，只能自然冷却。一个5kw等级的逆变器，也会做到很大。而且如果效率做不到97%以上，发热量会成大问题。所以它就使用了非常低的开关频率，非常大的开关管(低导通损耗)。
而另外几个商业电源，增加一个风扇就解决了。效率设计到87%也能保证寿命。
所以，根据客户的需求边界，才能进行最优的设计。其中，开关频率也是一个重要的优化参数。频率主要影响磁性元件的大小和开关损耗，这就是需要折中。
举个例子: 导通损耗100w，开关损耗10w，开关频率20kHz。这个时候，要进行效率优化，肯定不是降低频率，而一定是换Rds_on更低的管子; 如果要进行成本优化，那就提高开关频率，这样磁性元件可以变小。另外一个例子: 导通损耗10w，开关损耗100w，开关频率200kHz。那么，要进行效率优化，最好的办法就是大大降低频率; 要进行成本优化，可以稍微降低开关频率，这样可以用Rds_on高很多的管子。
楼主的应用，如果工作在100kHz，导通损耗、开关损耗到底是什么数值，还要具体分析才能下结论。我上面也没有说一定要工作在100kHz以上，只是先计算后面又举了例子，只是说明这种可能性。
表示学习了！！！
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