电力电子技术_PDF图书下载_浣喜明，姚为正 编_在线阅读_PDF免费电子书下载_第一图书网
电力电子技术
出版时间：2001-9&&出版社：高等教育出版社&&作者：浣喜明，姚为正 编&&页数：227&&
　　本书的第2版在2004年由高等教育出版社出版。为了适应高职高专教育迅速发展的形势需要以及电气信息类专业人才培养方案和教学内容体系改革的需要，本书在第2版的基础上作了适当修改。　　《电力电子技术》（第3版）继续以“控制篇幅、精选内容、突出应用、便于教学”的指导思想为编写原则，在保证本学科知识内容体系完整的前提下，既紧跟电力电子技术发展的脉搏，反映本学科的先进应用技术，又遵循高等技术工程应用型人才的培养模式，使教材内容更具有实用性，符合培养应用型人才的要求。　　《电力电子技术》（第3版）仍然以电力电子器件、电力电子电路及其控制技术和电力电子装置三部分作为主要内容。　　第一部分内容包括常用电力电子器件（如SCR、GTO、VDMOS、IGBT、SIT、SITH、MCT、PIC等）的工作原理、特性、参数、驱动电路及保护方法，在此用了较多的篇幅叙述了全控型电力电子器件在实际应用中的相关知识。　　第二部分包括相控整流电路、直流变换电路、无源逆变电路和交流变换电路在内的常用电力电子电路的工作原理、参数计算方法和应用范围以及控制电路（在这部分内容中结合应用实例较详细地介绍了相控技术和PWM控制技术在上述各种电路中的应用）。第二部分还介绍了软开关技术的内容。　　第三部分介绍了多种典型的电力电子装置的组成、工作原理和实际应用，同时还介绍了先进控制技术在电力电子装置中的应用以及电力电子装置的可靠性与抗电磁干扰技术。
　　《电力电子技术（第3版）》内容分为电力电子器件、电力电子电路及其控制技术和电力电子装置三部分。第一部分内容包括常用电力电子器件（如SCR、GTO、VDMOS、IGBT、SIT、SITH、MCT、PIC等）的工作原理、特性、参数、驱动电路及保护方法；第二部分包括相控整流电路、直流变换电路、无源逆变电路和交流变换电路在内的常用电力电子电路的工作原理、参数计算方法和应用范围，还介绍了软开关技术、相控技术和PWM控制技术在上述各种电路中的应用；第三部分从应用的角度出发介绍了多种典型的电力电子装置的组成、工作原理和实际应用。　　《电力电子技术（第3版）》适合作为高等专科学校、高等职业学校、成人高校以及本科院校的二级学院和民办高校电类专业的教材，也可供从事电力电子技术的工程技术人员参考。
概述第1章 电力电子器件1.1 电力电子器件的基本模型1.1.1 基本模型与特性1.1.2 电力电子器件的分类1.2 电力二极管1.2.1 电力二极管及其工作原理1.2.2 电力二极管的特性与主要参数1.3 晶闸管1.3.1 晶闸管及其工作原理1.3.2 晶闸管的特性与主要参数1.3.3 晶闸管的派生器件1.4 可关断晶闸管1.4.1 可关断晶闸管及其工作原理1.4.2 可关断晶闸管的特性与主要参数1.5 电力晶体管1.5.1 电力晶体管及其工作原理1.5.2 电力晶体管的特性与主要参数1.6 电力场效晶体管1.6.1 电力场效晶体管及其工作原理1.6.2 电力场效晶体管的特性与主要参数1.7 绝缘栅双极晶体管1.7.1 绝缘栅双极晶体管及其工作原理1.7.2 绝缘栅双极晶体管的特性与主要参数1.8 其他新型电力电子器件1.8.1 静电感应晶体管1.8.2 静电感应晶闸管1.8.3 MOS控制晶闸管1.8.4 集成门极换流晶闸管1.8.5 功率模块与功率集成电路1.9 电力电子器件的驱动与保护1.9.1 电力电子器件的换流方式1.9.2 驱动电路1.9.3 保护电路1.9.4 缓冲电路1.9.5 散热系统思考题与习题第2章 相控整流电路2.1 整流器的性能指标2.2 单相相控整流电路2.2.1 单相半波相控整流电路2.2.2 单相全控桥式整流电路2.3 三相相控整流电路2.3.1 三相半波相控整流电路2.3.2 三相全控桥式整流电路2.4 相控整流电路的换相压降2.5 整流电路的有源逆变工作状态2.5.1 有源逆变的工作原理2.5.2 三相半波有源逆变电路2.5.3 三相桥式有源逆变电路2.5.4 有源逆变最小逆变角卢的限制2.6 晶闸管相控电路的驱动控制2.6.1 对触发电路的要求2.6.2 晶闸管触发电路2.6.3 触发脉冲与主电路电压的同步思考题与习题第3章 直流变换电路3.1 直流变换电路的工作原理3.2 降压变换电路3.3 升压变换电路3.4 升降压变换电路3.5 库克变换电路3.6 带隔离变压器的直流变换器3.6.1 反激式变换器3.6.2 正激式变换器3.6.3 推挽式变换器3.6.4 半桥式变换电路3.6.5 全桥式变换电路3.7 直流变换电路的PWM控制技术3.7.1 PWM控制的基本原理3.7.2 直流变换电路的PWM控制技术思考题与习题第4章 无源逆变电路4.1 逆变电路的性能指标与分类4.1.1 逆变电路的性能指标4.1.2 逆变电路的分类4.2 逆变电路的工作原理4.3 电压型逆变电路4.3.1 电压型单相半桥逆变电路4.3.2 电压型单相全桥逆变电路4.3.3 电压型三相桥式逆变电路4.3.4 电压型逆变电路的特点4.4 电流型逆变电路4.4.1 电流型单相桥式逆变电路4.4.2 电流型三相桥式逆变电路4.4.3 电流型逆变电路的特点4.5 逆变电路的SPWM控制技术4.5.1 SPWM控制的基本原理4.5.2 单极性SPWM控制方式4.5.3 双极性SPWM控制方式4.5.4 三相桥式逆变电路的SPWM控制4.5.5 SPWM控制的逆变电路的优点4.6 负载换流式逆变电路4.6.1 并联谐振式逆变电路4.6.2 串联谐振式逆变电路思考题与习题第5章 交流变换电路5.1 交流调压电路5.1.1 单相交流调压电路5.1.2 三相交流调压电路5.2 交流调功电路5.3 交流电力电子开关5.4 交一交变频电路5.4.1 单相输出交一交变频电路5.4.2 三相输出交一交变频电路5.4.3 交一交变频电路输出频率的上限值5.4.4 交一交变频电路的优缺点思考题与习题*第6章 软开关技术基础6.1 软开关的基本概念6.1.1 软开关及其特点6.1.2 软开关的分类6.2 基本的软开关电路6.2.1 准谐振变换电路6.2.2 零开关PWM变换电路6.2.3 零转换PWM变换电路思考题与习题第7章电力电子装置7.1 电力电子装置的一般模型7.2 开关电源-7.2.1 开关电源的工作原理7.2.2 开关电源的应用7.3 有源功率因数校正7.3.1 有源功率因数校正技术的原理7.3.2 PFC集成控制电路UC3854及其应用7.4 不间断电源7.4.1 UPS的分类7.4.2 UPS中的整流器7.4.3 UPS中的逆变器7.4.4 UPS的静态开关7.5 静止无功补偿装置7.5.1 晶闸管控制电抗器（TCR）7.5.2 晶闸管投切电容器（TSC）7.5.3 静止无功发生器（SVG）7.6 变频调速装置7.6.1 变频调速的基本控制方式7.6.2 变频调速装置的分类7.6.3 SPWM变频调速装置思考题与习题附录部分习题参考答案参考文献
　　②直流变换电路。　　将直流电能转换为另一固定电压或可调电压的直流电能的电路称为直流变换电路。它的基本原理是利用电力开关器件的周期性开通与关断来改变输出电压的大小，因此也称为开关型DC／DC变换电路或称直流斩波器。直流变换技术广泛地应用于无轨电车、地铁列车、蓄电池供电的机动车辆的无级变速电动汽车的控制，从而获得加速平稳、快速响应的性能。特别要提出的是，20世纪80年代以来兴起的采用直流变换技术的高频开关电源的发展最为迅猛，它以体积小、重量轻、效率高等优点在民用工业、军事和日常生活中均有着广泛的应用，为计算机、通信、消费电子等类产品提供可靠的直流电源。　　③逆变电路。　　将直流电能变换为交流电能的电路称为逆变电路，也称为DC／AC变换电路。完成逆变的电力电子装置叫逆变器。如果将逆变电路的交流侧接到交流电网上，把直流电逆变成同频率的交流电反送到电网去，称为有源逆变。它用于直流电机的可逆调速、绕线型异步电机的串级调速、高压直流输电和太阳能发电等方面；如果逆变器的交流侧直接接到负载，即将直流电逆变成某一频率或可变频率的交流电供给负载，则叫无源逆变，它在交流电机变频调速、感应加热、不间断电源等方面应用十分广泛，是构成电力电子技术的重要内容。　　④交流变换电路。　　把交流电能的参数（幅值，频率）加以变换的电路称为交流变换电路，也称为AC／AC变换电路。根据变换参数的不同，交流变换电路可以分为交流调压电路和交一交变频电路。交流调压电路维持频率不变，仅改变输出电压的幅值，它广泛应用于电炉温度控制、灯光调节、异步电机的软起动和调速等场合。交一交变频电路也称直接变频电路（或周波变流器），是不通过中间直流环节而把电网频率的交流电直接变换成不同频率的交流电的变换电路，它只能降频、降压，主要用于大功率交流电机调速系统。除此之外，还有采用全控型器件加PWM控制的交流变换器（又称交流斩波器），目前，由于成本太高，一般很少使用。
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第一图书网() @ 2016第2章整流电路2.1 单相可控整流电路 2.2 三相可控整流电路2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 2.8 2.9变压器漏感对整流电路的影响 电容滤波的不可控整流电路 整流电路的谐波和功率因数 大功率可控整流电路 整流电路的有源逆变工作状态 晶闸管直流电动机系统 相控电路的驱动控制 本章小结2-1第2章整流电路：整流电路? 引言出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。整流电路的分类：按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种。 按电路结构可分为桥式电路和零式电路。 按交流输入相数分为单相电路和多相电路。按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路。2-22.1单相可控整流电路2.1.1 单相半波可控整流电路2.1.2 单相桥式全控整流电路2.1.3 单相全波可控整流电路2.1.4 单相桥式半控整流电路2-32.1.1 单相半波可控整流电路单相半波可控整流电路(Single Phase HalfControlled Rectifier)TWaveVT u idVT1）带电阻负载的工作情况变压器T起变换电压和 电气隔离的作用。 电阻负载的特点：电压 与电流成正比，两者波a)u1u2udRu b)20 u c) 0 u d) 0 u VT e)d gwt1p2pwtwtaqwt形相同。0wt图2-1 单相半波可控整流电路及波形 2-42.1.1 单相半波可控整流电路基本数量关系首先，引入两个重要的基本概念：触发延迟角：从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施加触发脉冲 止的电角度,用a表示,也称触发角或控制角。导通角：晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度，用θ表示 。 直流输出电压平均值为Ud ?? 2p a1p2U 2 sin wtd (wt ) ?2U 2 2p(1 ? cos a ) ? 0.45U 21 ? cos a 2(2-1)VT的a 移相范围为180?通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的 方式称为相位控制方式，简称相控方式。2-52.1.1 单相半波可控整流电路2) 带阻感负载的工作情况阻感负载的特点：电感u2对电流变化有抗拒作用， 使得流过电感的电流不 发生突变。 讨论负载阻抗角 j 、触发 角a、晶闸管导通角 θ的 关系。b) 0wt 1p2pwtugc) 0 ud + d) 0 id e) 0 +wtawtqwtuf)VT0wt图2-2 带阻感负载的 单相半波电路及其波形 2-62.1.1 单相半波可控整流电路电力电子电路的一种基本分析方法通过器件的理想化，将电路简化为分段线性电路。器件的每种状态对应于一种线性电路拓扑。VT VT L u2 R u2 R L对单相半波电路的分析 可基于上述方法进行：当VT处于断态时，相当于 电路在VT处断开，id=0。 当VT处于通态时，相当于 VT短路。a)b)图2-3 单相半波可控整流 电路的分段线性等效电路 a)VT处于关断状态 b)VT处于导通状态2-72.1.1 单相半波可控整流电路当VT处于通态时，如下方程成立：L did dt ? Rid ? 2U 2 sin wtVT L（2-2）u2R初始条件：ωt= a ，id=0。求解式（2-2）并 将初始条件代入可得id ? ? 2U 2 Z sin( a ? j )e? Rb)b) VT处于导通状态wL(wt ?a )?2U 2 Zsin( wt ? j )（2-3）wLR? 其中 Z ?j R ? (wL) ， ? arctan2 2当ωt=θ+a 时，id=0，代入式（2-3）并整理得sin( a ? j )e?qtan j? sin( q ? a ? j )（2-4）2-82.1.1 单相半波可控整流电路续流二极管当u2过零变负时，VDR导通，a)ud为零，VT承受反压关断。L储存的能量保证了电流id 在 L-R-VDR回路中流通，此过程b)u2 O ud c) O id d) O i VT e) Id p-a p+a Idw t1wtwt通常称为续流。数量关系(id近似恒为Id）I dVT ?wtp ?a2pId（2-5）p ?a2pf)O i VDRwtI VT ?1 2p?a Ip2 dd (wt ) ?Id2Id（2-6）g)O u VT OwtI dVD R ?p ?a2p2p ?a（2-7）p ?a2p IdwtI VD R ?1 2p?pI d d (wt ) ?（2-8）图2-4 单相半波带阻感负载 有续流二极管的电路及波形 2-92.1.1 单相半波可控整流电路单相半波可控整流电路的特点VT的a 移相范围为180?。 简单，但输出脉动大，变压器二次侧电流中含直流 分量，造成变压器铁芯直流磁化。 实际上很少应用此种电路。 分析该电路的主要目的建立起整流电路的基本概念。2-102.1.2 单相桥式全控整流电路单相桥式全控整流电路(Single PhaseBridge Contrelled Rectifier)1) 带电阻负载的工作情况电路结构 工作原理及波形分析VT1和VT4组成一对桥臂，在 u2 正半周承受电压u2 ，得到 触发脉冲即导通，当u2 过零a)ud idu d (i d ) pb)0 a u VTawt1,4c) 0 i2 d) 0wt时关断。VT2和VT3组成另一对桥臂， 在u2正半周承受电压-u2，得wt到触发脉冲即导通，当u2 过零时关断。图2-5 单相全控桥式 带电阻负载时的电路及波形2-112.1.2 单相桥式全控整流电路数量关系Ud ?? p a1p2U 2 sin wtd(wt ) ?2 2U 2 1 ? cos ap2? 0.9U 21 ? cos a 2（2-9）a 角的移相范围为180?。 向负载输出的平均电流值为：Id ? Ud R ? 2 2U 2 1 ? cos a U 2 1 ? cos a Rb)pR? 0.9(2-11)d d22ud id 0 a u VT c) 0 i2 d) 0 p流过晶闸管的电流平均值只有 输出直流平均值的一半，即：I dVT ? 1 2 I d ? 0.45 U 2 1 ? cos a R 2awt1,4wt（2-10）wt2-122.1.2 单相桥式全控整流电路流过晶闸管的电流有效值：I VT ?? 2p a1p(2U 2 Rsin wt ) d(wt ) ?2U2 2R1 2psin 2a ?p ?a p（2-12）变压器二次测电流有效值I2与输出直流电流I有效值相等：I ? I2 ? 1p?a (1p2U 2 Rsin wt ) d (wt ) ?2U2 R1 2pud idsin 2a ?d dp ?a p（2-13）由式（2-12）和式（2-13）得：b)I VT ?I2（2-14）c)0 a u VTpawt1,4不考虑变压器的损耗时，要 求变压器的容量 S=U2I2。0 i2 d) 0wtwt2-132.1.2 单相桥式全控整流电路2）带阻感负载的工作情况假设电路已工作于稳态，id 的平 均值不变。 假设负载电感很大，负载电流id 连续且波形近似为一水平线。u2过零变负时，晶闸管VT1和VT4 并不关断。至 ωt=π+a 时 刻 ， 晶 闸 管 VT1 和 VT4关断，VT2和VT3两管导通。 VT2 和VT3 导通后，VT1 和VT4 承 受反压关断，流过VT1和VT4的电 流迅速转移到VT2和VT3上，此过 程称换相，亦称换流。u2 O ud O id i VT O1,4wtwtIdId Id Id Idwti VT O2,3wtwt wt wtO i2 u VT O1,4Ob)图2-6 单相全控桥带 阻感负载时的电路及波形 2-142.1.2 单相桥式全控整流电路数量关系Ud ? 1p?ap ?a2U 2 sin wtd(wt ) ?2 2pU 2 cosa ? 0.9U 2 cosa （2-15）2晶闸管移相范围为90?。 晶闸管承受的最大正反向电压均为 电流的平均值和有效值：I dT ? 1 2 IdIT ? 1 2 I d ? 0.707 I d2U 2Owt。ud O id Id Id Id Id Idwt晶闸管导通角θ与a无关，均为180?。i VT O1,4wt wt wt wt wti VT O2,3O i2 u VT O1,4O b)变压器二次侧电流i2的波形为正负各180?的矩形波，其相 位由a角决定，有效值I2=Id。2-152.1.2 单相桥式全控整流电路3） 带反电动势负载时的工作情况在|u2|&E时，才有晶闸管承 受正电压，有导通的可能。 导通之后， ud=u2， idud ? E Rud E Oaq?wtId?，id O b)直至|u2|=E，id即降至0使得 晶闸管关断，此后ud=E 。?1wt图2-7 单相桥式全控整流电路接反 电动势―电阻负载时的电路及波形与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度δ停止导电， E δ称为停止导电角， ? ? sin （2-16）2U 2在a 角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。2-162.1.2 单相桥式全控整流电路如图2-7b所示id波形所示：ud EO idαq?wtI电流连 续dO电流断续wtb)图2-7b 单相桥式全控整流电路接反电动势―电阻负载时的波形当α & ?时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。 触发脉冲有足够的宽度，保证当wt=?时刻有晶闸管开始承受正电 压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于触发角被推迟为?。2-172.1.2 单相桥式全控整流电路负载为直流电动机时，如 果出现电流断续，则电动 机 的机械特性将很软 。 为了克服此缺点，一般 在主电路中直流输出侧 串联一个平波电抗器。uda ?0q=pE pwtid Owt图2-8 单相桥式全控整流电路带反电动势负 载串平波电抗器，电流连续的临界情况这时整流电压ud的波形和负载电流id的波形与阻感负载电流连 续时的波形相同，ud的计算公式也一样。 为保证电流连续所需的电感量L可由下式求出：L ? 2 2U 2p wI dmin? 2.87 ? 10?3U2 I dmin（2-17）2-182.1.3 单相全波可控整流电路单相全波可控整流电路（Single Phase Full Wave Controlled Rectifier)，又称单相双半波可控整流电路。ud O a i1 Owtwta)b)图2-9 单相全波可控整流电路及波形单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入端看均是基本一致的。 变压器不存在直流磁化的问题。2-192.1.3 单相全波可控整流电路单相全波与单相全控桥的区别：单相全波中变压器结构较复杂，材料的消耗多。 单相全波只用2个晶闸管，比单相全控桥少2个，相 应地，门极驱动电路也少2个；但是晶闸管承受的最 大电压是单相全控桥的2倍。 单相全波导电回路只含1个晶闸管，比单相桥少1个， 因而管压降也少1个。 从上述后两点考虑，单相全波电路有利于在低输出电 压的场合应用。2-202.1.4 单相桥式半控整流电路电路结构单相全控桥中，每个导电回路 中有2个晶闸管，1个晶闸管可 以用二极管代替，从而简化整 个电路。 如此即成为单相桥式半控整流 电路。a)VD 2VD 4ud idu d (i d ) pb)0 a u VTawt1c)电阻负载半控电路与全控电路在 电阻负载时的工作情况 相同。0 i2 d) 0wtwt图2-5 单相全控桥式 带电阻负载时的电路及波形2-212.1.4 单相桥式半控整流电路单相半控桥带阻感负载 的情况在u2 正半周，u2 经VT1 和VD4 向负载供电。VD 22VD 4u2 过零变负时，因电感作用 电流不再流经变压器二次绕组， 而是由VT1和VD2续流。 在u2 负半周触发角a时刻触发 VT3 ， VT3 导 通 ， u2 经 VT3 和 VD2向负载供电。u2 过 零 变 正 时 ， VD4 导 通 ， VD2 关 断 。 VT3 和 VD4 续 流 ， ud又为零。b)O udwt a wtId Id IdO id i VTO1wt wtIdIdi VTO3O iVD4wt wt wti2 O I图2-10 单相桥式半控整流电路阻感负载 时的电路及波形2-222.1.4 单相桥式半控整流电路? 为防止晶闸管触发控制失控，2在负载两端反并联续流二极管。 b)Owt aud3O iwtIddi O VT i VD 14Idwt wtdi VT iVD 32O Op?aI Iip?adwtIVD24RO iadwt wt2O I图2-10 单相桥式半控整流电路，有续流 二极管，阻感负载时的电路及波形2-232.1.4 单相桥式半控整流电路续流二极管的作用避免可能发生的失控现象。若无续流二极管，则当a 突然增大至180?或触发脉冲 丢失时，会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导通的情况，这使ud成为正弦半波，其平均值保持恒定，称为失控。有续流二极管VDR时，续流过程由VDR完成，避免了失控的现象。 续流期间导电回路中只有一个管压降，有利于降低损耗。2-242.1.4 单相桥式半控整流电路单相桥式半控整流电路的另一种接法图2-5 单相全控桥式 带电阻负载时的电路及波形图2-11 单相桥式半控整流 电路的另一接法相当于把图2-5a中的VT3和VT4换为二极管VD3和 VD4，这样可以省去续流二极管VDR，续流由VD3和 VD4来实现。2-252.2三相可控整流电路2.2.1 三相半波可控整流电路 2.2.2 三相桥式全控整流电路2-262.2三相可控整流电路? 引言交流测由三相电源供电。负载容量较大，或要求直流电压脉动较小、 容易滤波。 基本的是三相半波可控整流电路，三相桥 式全控整流电路应用最广 。2-272.2.1 三相半波可控整流电路1)电阻负载电路的特点：a)变压器二次侧接成星形得到零线，而一次侧接成三角形 避免3次谐波流入电网。 三个晶闸管分别接入a、b、c 三相电源，其阴极连接在一 起――共阴极接法 。c) b)u2a =0 u aubucRidOw t1w t2w t3wtuG O udwtd)O i VT1wt自然换相点：二极管换相时刻为自然换相点， 是各相晶闸管能触发导通的最早 时刻，将其作为计算各晶闸管触 发角a的起点，即a =0?。e) u f) OVTwt wt1Ou abu ac图2-12 三相半波可控整流电路共阴极接 法电阻负载时的电路及a =0?时的波形 动画演示2-282.2.1 三相半波可控整流电路a =0?时的工作原理分析变压器二次侧a相绕组和晶闸管 VT1 的电流波形，变压器二次绕 组电流有直流分量。 晶闸管的电压波形，由3段组成。c) a)Ru2 b)a =0 u a w t2ubucO wt1 uGw t3wtO udwta=30?的波形（图2-13）特点：负载电流处于连续和断续 之间的临界状态。d) O i VT1wte) f)u VTO1wt wtu ab u acOa&30?的情况（图2-14 ）特点：负载电流断续，晶闸管导 通角小于120? 。图2-12 三相半波可控整流电路共 阴极接法电阻负载时的电路及a =0?时的波形 动画演示2-292.2.1 三相半波可控整流电路整流电压平均值的计算a≤30?时，负载电流连续，有：Ud ? 1 2p 35p?p6?a6 ?a2U 2 sin wtd (wt ) ?3 6 2pU 2 cos a ? 1.17U 2 cos a（2-18）当a=0时，Ud最大，为U d ? U d0 ? 1.17U 2 。a&30?时，负载电流断续，晶闸管导通角减小，此 时有：Ud ? 1 2p 3?pp?a2U 2 sin wtd (wt ) ?3 26p p ? ? ? ? U 2 1 ? cos( ? a ) ? 0.675U 2 1 ? cos( ? a ) ? ? ? ? 2p 6 6 ? ? ? ?(2-19)2-302.2.1 三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的规律如图2-15中的曲线1所示。1.2 1.17U d/ U 20.8 0.4 2 0 30 60 90 120 150 a/(° )图2-15 三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的关系 1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载1 32-312.2.1 三相半波可控整流电路负载电流平均值为Id ? Ud R（2-20）晶闸管承受的最大反向电压，为变压器二次线电压峰值，即U RM ? 2? 3U 2 ? 6U 2 ? 2.45U 2（2-21）晶闸管阳极与阴极间的最大正向电压等于变压器二 次相电压的峰值，即U FM ? 2U 2（2-22）2-322.2.1 三相半波可控整流电路2）阻感负载特点：阻感负载，L值很大， id波形基本平直。 a≤30?时：整流电压波形与 电阻负载时相同。 a&30? 时 （ 如 a=60? 时 的 波 形如图2-16所示）。u2 过零时，VT1 不关断，直到 VT2 的脉冲到来，才换流，― ―ud波形中出现负的部分。 id 波形有一定的脉动，但为简 化分析及定量计算，可将id 近 似为一条水平线。ud ua ub ucO iaawtibO ic O id Owt wt wtO阻 感 负 载 时 的 移 相 范 围 为 图2-16 三相半波可控整流电路，阻 动画演示 感负载时的电路及a =60?时的波形 90?。2-33O u acwtwt2.2.1 三相半波可控整流电路数量关系由于负载电流连续， Ud可由式（2-18）求出，即U d ? U d0 ? 1.17U 2Ud/U2与a成余弦关系，如图 2-15中的曲线2所示。如果 负载中的电感量不是很大， Ud/U2与a的关系将介于曲线 1和2之间，曲线3给出了这 种情况的一个例子。1.2 1.17U d/ U 20.8 0.4 2 0 30 60 90 120 150 a/(° ) 1 3图2-15 三相半波可控整流电路 Ud/U2随a变化的关系 1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载2-342.2.1 三相半波可控整流电路变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为I 2 ? I VT ? 1 3I VT 1.57I d ? 0.577 I d（2-23）晶闸管的额定电流为I VT(AV) ?? 0.368 I d（2-24）晶闸管最大正、反向电压峰值均为变压器二次线 电压峰值U FM ? U RM ? 2.45U 2（2-25）三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流 中含有直流分量，为此其应用较少。2-352.2.2三相桥式全控整流电路导通顺序：VT1－VT2 －VT3－ VT4 －VT5－VT6三相桥是应用最为广泛的整流电路共 阴 极 组 ―― 阴 极连接在一起的 3个晶闸管（VT1 ， VT3，VT5）图2-17 三相桥式 全控整流电路原理图共阳极组――阳 极连接在一起的 3个晶闸管（VT4， VT6，VT2）2-362.2.2三相桥式全控整流电路1）带电阻负载时的工作情况当a≤60?时，ud波形均连续，对于电阻负载，id波形 与ud波形形状一样，也连续波形图： a =0（图2－18 ）a =30? （图2－19） a =60? （图2－20）动画演示当a&60?时，ud波形每60?中有一段为零，ud波形不 能出现负值波形图： a =90? （ 图2－21）带电阻负载时三相桥式全控整流电路a角的移相范 围是120?2-372.2.2时 段三相桥式全控整流电路晶闸管及输出整流电压的情况如表2－1所示IVT1 VT6ua-ub =uabIIVT1 VT2 ua-uc =uacIIIVT3 VT2 ub-uc =ubcIVVT3 VT4 ub-ua =ubaVVT5 VT4 uc-ua =ucaVIVT5 VT6 uc-ub =ucb共阴极组中导通 的晶闸管 共阳极组中导通 的晶闸管 整流输出电压ud请参照图2－182-382.2.2三相桥式全控整流电路三相桥式全控整流电路的特点（1）2管同时通形成供电回路，其中 共阴极组和共阳极组各1，且不 能为同1相器件。 （2）对触发脉冲的要求：按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60?。 共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120?，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差120?。同一相的上下两个桥臂，即VT1 与VT4 ，VT3 与VT6 ， VT5与VT2，脉冲相差180?。2-392.2.2三相桥式全控整流电路三相桥式全控整流电路的特点（3）ud 一周期脉动6次，每次脉动的波形都一样，故该 电路为6脉波整流电路。 （4）需保证同时导通的2个晶闸管均有脉冲 可采用两种方法：一种是宽脉冲触发 一种是双脉冲触发（常用） (5）晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同，晶闸管 承受最大正、反向电压的关系也相同。2-402.2.2三相桥式全控整流电路2) 阻感负载时的工作情况a≤60?时（a =0? 图2－22；a =30? 图2－23）ud波形连续，工作情况与带电阻负载时十分相似。主要 包括 各晶闸管的通断情况 输出整流电压ud波形 晶闸管承受的电压波形区别在于：得到的负载电流id波形不同。 当电感足够大的时候， id的波形可近似为一条水平线。a &60?时（ a =90?图2－24）阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同。电阻负载时，ud波形不会出现负的部分。 阻感负载时，ud波形会出现负的部分。带阻感负载时，三相桥式全控整流电路的a角移相 范围为90? 。2-412.2.23) 定量分析三相桥式全控整流电路当整流输出电压连续时（即带阻感负载时，或带电阻 负载a≤60?时）的平均值为：Ud ? 12pp3?p3?a3 ?a（2-26） 6U 2 sin wtd (wt ) ? 2.34U 2 cos a带电阻负载且a &60?时，整流电压平均值为：Ud ? 3p?pp?a3p ? ? 6U 2 sin wtd (wt ) ? 2.34U 2 1 ? cos( ? a ) ? ? 3 ? ?（2-27）输出电流平均值为 ：Id=Ud /R2-422.2.2三相桥式全控整流电路当整流变压器为图2-17中所示采用星形接法，带阻感负 载时，变压器二次侧电流波形如图2-23中所示，其有效 值为：I2 ? 1 ? 2 2 2 ? 2 ? I d ? p ? (? I d ) ? p ? ? 2p ? 3 3 ? 2 3 I d ? 0.816 I d（2-28）晶闸管电压、电流等的定量分析与三相半波时一致。接反电势阻感负载时，在负载电流连续的情况下，电路 工作情况与电感性负载时相似，电路中各处电压、电流 波形均相同。仅在计算Id时有所不同，接反电势阻感负载时的Id为：Id ? Ud ? E R（2-29）式中R和E分别为负载中的电阻值和反电动势的值。2-432.3 变压器漏感对整流电路的影响考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响， 该漏感可用一个集中的电感LB表示。 现以三相半波为例，然后将其结论推广。VT1换相至VT2的过程：因a、b两相均有漏感，故ia、 ib均不能突变。于是VT1和VT2 同时导通，相当于将a、b两相 短路，在两相组成的回路中产 生环流ik。 ik=ib是逐渐增大的， 而ia=Id-ik是逐渐减小的。 当ik增大到等于Id时，ia=0，VT1 关断,换流过程结束。udauaubucOwtia ib ic ia Idid ic Ogwt图2-25 考虑变压器漏感时的 三相半波可控整流电路及波形 2-442.3 变压器漏感对整流电路的影响换相重叠角――换相过程持续的时间，用电角度g表示。 换相过程中，整流电压ud 为同时导通的两个晶闸管所对 应的两个相电压的平均值。ud ? ua ? LB dik dt ? ub ? LB dik dt ? ua ? u b 2（2-30）换相压降――与不考虑变压器漏感时相比，ud平均值 降低的多少。?U d ?? 2p / 3 a ? 2p a3?1a ?g ?? 5p 6 5p 65p 6(u b ? ud )d(wt ) ? dik dt d(wt ) ?? 2p aId 03a ?g ?? 5p 65p 6[u b ? (u b ? LB 3 2pdik dt)]d(wt )?a ?g ?5p 6LB? 2p3wLBdik ?X BId（2-31）2-452.3 变压器漏感对整流电路的影响换相重叠角g的计算dik dt 6U 2 sin( wt ? ? (u b ? ua ) 2 LB ? 2 LB 5p 6 )（2-32）由上式得：dik dwt ? 6U 2 2X B sin( wt ? 5p 6)（2-33）进而得出：wt5p 6ik ? ?6U 2 2X Ba?sin( wt ?5p 6)d(wt ) ?6U 2 2X B[cos a ? cos(wt ?5p 6)]（2-34）2-462.3 变压器漏感对整流电路的影响由上述推导过程，已经求得：ik ? ?wt5p 66U 2 2X Ba?sin( wt ?5p)d(wt ) ?6U 2 2X B[cos a ? cos(wt ?5p 6)]当 wt?a ?g ?Id ?6 5p6时，ik ? I d，于是 （2-35） （2-36）6U 2 2X B[cosa ? cos(a ? g )]cosa ? cos(a ? g ) ?2X BId 6U 2g 随其它参数变化的规律： （1） Id越大则g 越大； （2） XB越大g 越大； （3） 当a≤90?时，a 越小g 越大。2-472.3 变压器漏感对整流电路的影响变压器漏抗对各种整流电路的影响表2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算电路形式?U d单相 全波XB单相全 控桥2X B三相 半波3X B 2p Id三相全 控桥3X Bm脉波 整流电路mX B 2p①pIdp2U 2Idp2XBIdIdIdcosa ? cos(a ? g )Id X B 2U 22I d X B2X B I d 6U 2Id X B ② 2U 2 sin6U 2pm注：①单相全控桥电路中，环流ik是从-Id变为Id。本表所 列通用公式不适用； ②三相桥等效为相电压等于 3U 2的6脉波整流电路， 3U 2 故其m=6，相电压按 3U 2 代入。 3U 22-482.3 变压器漏感对整流电路的影响变压器漏感对整流电路影响的一些结论:出现换相重叠角g ，整流输出电压平均值Ud降低。 整流电路的工作状态增多。 晶闸管的di/dt 减小，有利于晶闸管的安全开通。 有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的di/dt。 换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的du/dt，可 能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。2-492.3 变压器漏感对整流电路的影响u2 a =30° uaVT 1ubVT 2ucVT 3O uG O udwtwtiVTO1wt1ub ? uc 2wtO uVT1wtuacO uabua ? ub ? uc 2wtuac2-502.4 电容滤波的不可控整流电路2.4.1 电容滤波的单相 不可控整流电路 2.4.2 电容滤波的三相 不可控整流电路u2 ?2U2sin ?w t ? ??2-512.4 电容滤波的不可控整流电路在交―直―交变频器、不间断电源、开关电源等应 用场合中，大量应用。 最常用的是单相桥和三相桥两种接法。 由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也 称这类电路为二极管整流电路。2-522.4.1电容滤波的单相不可控整流电路常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、 电视机等家电产品中。1） 工作原理及波形分析基本工作过程： 在u u ? 2U sin ?w t w? ? 取 2正半周过零点至? t=0期间，因u2&ud，故二极管均不 2 2 导通，电容C向R放电，提供负载所需电流。id VD 1 i2 u1 u2 VD 2 VD 32U 2 sin ? ? u c ? ud 至wt=0之后，u2将要超过ud，使得VD1和VD4开通，ud=u2， t?0 t?0 交流电源向电容充电，同时向负载R供电。i,u d iC iR C R 0 i udud +qp2pwtVD 4?b)a)图2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路 b) 波形 2-532.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路? 详细分析（关键在于求出? 和q ）u2 ? 2U 2 sin(wt ? ? )（2-37）（2-38）? ud (0) ? 2U 2 sin ? ? t 1 ? ?0 iC dt ? u 2 ?ud (0) ? C ?将u2代入并求解得：iC ??2wCU 2 cos(wt ? ? )u2 R ? 2U 2 R（2-39）而负载电流为： iR 于是id ? iC ? iR ?sin( wt ? ? （2-40） )2wCU 2 cos(wt ? ? ) ?2U 2 Rsin( wt ? ? )（2-41）2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路? 由上述推导过程，已经求得：id ? iC ? iR ? 2wCU 2 cos(wt ? ? ) ? 2U 2 R sin( wt ? ? )（2-41）? 设VD1和VD4的导通角为q，则当wt= q 时，VD1和 VD4关断。将id (ωt= q ) = 0代入式（2-41），得： （2-42）tan (q ? ? ) ? ?wRC? 二极管导通后u2开始向C充电时的ud与二极管关断 后C放电结束时的ud相等。2U 2 sin(q ? ? ) ? e?p ?qwRC?2U 2 sin ?（2-43）? 注意到? ?q 为第2象限的角，由式（2-42）和（2-43） 得： p ? q ? ? ? arctan( wRC ) （2-44）wRC(wRC ) ? 12 ? arctan(wRC )ewRC?? wRCe? sin ?（2-45）2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路? 在wRC已知时，即可由式（2-45）求出? ，进而 由式（2-44）求出q 。 p ? q ? ? ? arctan( wRC ) （2-44）wRC(wRC ) ? 12 ? arctan(wRC )ewRC?? wRCe? sin ?（2-45）?显然? 和q 仅由乘积wRC决定。图2-27给出了根据 以上两式求得的? 和q 角随wRC变化的曲线p 5p/6? , q /rad2p/3 p/2 p/3 p/6 0 10 20 30 40 50? q60图2-27 ?、q 与wRC的关系曲线wRC/rad2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路2) 主要的数量关系输出电压平均值空载时， d ? 2U 2。 U 重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。 在设计时根据负载的情况选择电容C值，使 RC ? (3 ~ 5)T / 2 , 此 时输出电压为： Ud≈1.2 U2。 （2-46）电流平均值输出电流平均值IR为： 二极管电流iD平均值为：二极管承受的电压IR = Ud /R （2-47） （2-48） Id =IR ID = Id / 2=IR/ 2 （2-49）2U 22-572.4.1电容滤波的单相不可控整流电路感容滤波的二极管整流电路实际应用为此情况，但分析复杂。 ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这 对于电路的工作是有利的。i2,u2,ud u2 i2ud?0qpwta)b)图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a） 电路图 b）波形 2-582.4.2电容滤波的三相不可控整流电路1） 基本原理某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最 大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。 当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规 律下降。 ? 负载电流Id有断续和连续两种状态ud u ab u uac d ia?0 qp 3pwtidOwtb)图2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形 2-59a)2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路由 “电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在 wt+δ=2π/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有d[ 6U 2sin(wt + ? )] d(wt )wt +? =2p 3 1 2p ? 2p ? wRC[wt -( 3 -? )] ? ? ? d ? 6U 2sin e ? 3 ? ? ? ??d(wt)wt +? =2p（2-50）由上式可得3 电流id 断续和连续的临界条件wRC= 3 3 在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的， 分界点就是R= 3/wC。aaO id O a)wt Oidwtwt Ob)wt3时的电流波形图2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当wRC等于和小于 a）wRC= 3 b）wRC& 32-602.4.2电容滤波的三相不可控整流电路实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流 而串联的电感，这时的工作情况为：电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。 随 着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形 逐渐接近。ia O b)wtia Owtc)图2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形 c）重载时的交流侧电流波形 2-612.4.2电容滤波的三相不可控整流电路2) 主要数量关系（1）输出电压平均值Ud在（2.34U2 ~2.45U2）之间变化（2）电流平均值输出电流平均值IR为：IR = Ud /R因此： Id =IR 二极管电流平均值为Id的1/3，即：（2-51） （2-52） （2-53）与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，（3）二极管承受的电压ID = Id / 3=IR/ 3二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 6U 2 。2-622.5 整流电路的谐波和功率因数2.5.1 谐波和无功功率分析基础2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析2-632.5 整流电路的谐波和功率因数? 引言随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带 来的谐波(harmonics)和无功(reactive power)问题日益 严重，引起了关注。 无功的危害：导致设备容量增加。谐波的危害：降低设备的效率。使设备和线路的损耗增 加。线路压降增大，冲击性 负载使电压剧烈波动。影响用电设备的正常工作。引起电网局部的谐振，使谐 波放大，加剧危害。导致继电保护和自动装Z的 误动作。对通信系统造成干扰。2-642.5.1 谐波和无功功率分析基础1） 谐波正弦波电压可表示为： 为傅里叶级数：基波（fundamental）――频率与工频相同的分量 谐波――频率为基波频率大于1整数倍的分量 谐波次数――谐波频率和基波频率的整数比 n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示HRI n ? In I1 Ih I1 ?100% ? 100%u (t ) ? 2 U sin( w t ? j u )对于非正弦波电压，满足狄里赫利条件，可分解（2-57） （2-58）2-65电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为THDi ?2.5.1 谐波和无功功率分析基础2） 功率因数正弦电路中的情况电路的有功功率就是其平均功率：P? 1 2p视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI 无功功率定义为： Q=U I sinj?2puid (wt ) ? UI cos j（2-59） （2-60） （2-61）0功率因数l 定义为有功功率P和视在功率S的比值：l?P S（2-62）此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关 2 2 2 （2-63） 系： S ? P ?Q功率因数是由电压和电流的相位差j 决定的：l =cos j （2-64）2-662.5.1 谐波和无功功率分析基础非正弦电路中的情况有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式 l ? P 定义。不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况 有很大的实际意义。S非正弦电路的有功功率 ：P=U I1 cosj1 功率因数为：l ? P ? UI1 cos j1 ? I1 cos j1 ? ? cos j1位移因数（基波功率因数）――cosj 1（2-65） （2-66）S UI I 基波因数――v =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因素共同决定的。2-672.5.1 谐波和无功功率分析基础非正弦电路的无功功率定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。 一种简单的定义是仿照式（2-63）给出的：2 2 （2-67） Q? S ?P 这种定义的无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。也可仿照式（2-61）定义一个无功功率，为和式（2-67）区别，采 用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Q f =U I 1 sinj 1 (2-68） 在非正弦情况下， 2 ? P 2 ? Q 2，因此引入畸变功率D，使得： SfS2? P ? Qf ? D2 22（2-69）Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无 功功率。2-682.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析1) 单相桥式全控整流电路忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流 电感L为足够大（电流i2的波形见图2-6）i2 di2 ? ?4p4I d (sin w t ? Id1 3sin 3w t ?1 5Owtsin 5w t ? L)p?n ?1, 3, 5 , L1 n（2-72）2 I n sin nw tsin nw t ??n ?1, 3, 5 , L变压器二次侧电流谐波：In ? 2 2Id npn=1,3,5,…（2-73）? 电流中仅含奇次谐波。 ? 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的 比值为谐波次数的倒数。2-692.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析功率因数计算基波电流有效值为I1 ? 2 2i2的有效值I= Id，结合式（2-74）可得基波因数为??I1 I ? 2 2 ? 0.9pId（2-74）p 可控整流电路，电流基波与电压的相位差就等于控制角a ，（2-75）故位移因数为l1 ? cosj 1 ? cosa（2-76）所以，功率因数为l ? ?l1 ?I1 I cosj 1 ? 2 2 cosa ? 0.9 cosa （2-77）p2-702.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析2）三相桥式全控整流电路阻感负载，忽略换相 过程和电流脉动，直 流电感L为足够大。 以a =30?为例，此时， 电流为正负半周各 120?的方波，其有效 值与直流电流的关系 为：I ? 2 3 I d （2-78）ud1a= 30° uaubucO wt1 ud2 ud Ⅰ u Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ uab Ⅱ ubc uba uca ucb uab uac acwtOwtidI ?O ia Owt2 3 Id（2-78）wt图2-23 三相桥式全控整流电路 带阻感负载a=30?时的波形2-712.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析变压器二次侧电流谐波分析：电流基波和各次谐波有效值分别为? 6 Id ? I1 ? ? p ? 6 ? In ? Id , ? np ?n ? 6 k ? 1,k ? 1, 2,3, ?（2-80）电流中仅含6k?1（k为正整数）次谐波。 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为 谐波次数的倒数。功率因数计算基波因数： 位移因数仍为：? ?I1 I ? 3p? 0.955（2-81）（2-82）l1 ? cosj 1 ? cosa? ?l1 ? I1 I cos j 1 ? 3功率因数为： lp（2-83） cos a ? 0.955 cos a2-722.5.3 电容滤波的不可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析1) 单相桥式不可控整流电路实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下 规律：谐波次数为奇次。谐波次数越高，谐波幅值越小。谐波与基波的关系是不固定的。wRC 越大，谐波越大，基波 越小。关于功率因数的结论如下：w LC 越大，则谐波越小。位移因数接近1，轻载略超前，重载滞后。 谐波大小受负载（ wRC ）和滤波电感的影响。2-732.5.3 电容滤波的不可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析2) 三相桥式不可控整流电路实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。交流侧谐波组成有如下规律：谐波次数为6k±1次，k =1，2，3…。 谐波次数越高，谐波幅值越小。 谐波与基波的关系是不固定的。关于功率因数的结论如下：位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近1。随负载加重（wRC的减小），总的功率因数提高；同时，随 滤波电感加大，总功率因数也提高。2-742.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各 种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。a =0?时，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析。 整流输出电压谐波分析 整流输出电流谐波分析01 0 . . 9 8ud1 0 . 82 U2p p m O m 2p m 图 2-33wt详见书P72图2-33 a =0?时，m脉波 整流电路的整流电压波形2-752.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析? a =0?时，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐 波分析 1) 整流输出电压谐波分析：? 将纵坐标选在整流电压的峰值处，则在-p/m~p/m区间，整 流电压的表达式为： ud 0 ? 2 cos wt （2-84）?对该整流输出电压进行傅里叶级数分解，得出：ud0 ? U d0? 2 cos kp ? ? ? ? bn cos nwt ?U d0 ?1 ? ? cos nwt ? 2 n ? mk n ? mk n ? 1 ? ? ?（2-85） （2-86） （2-87）?式中，k=1，2，3…；且：Ubn ? ?d0?2U 2mpsinpm2 cos kp n ?12U d02.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析? 为了描述整流电压ud0 中所含谐波的总体情况，定义电压纹波 因数为ud0中谐波分量有效值UR与整流电压平均值Ud0之比：gu其中：UR ???UR U d0（2-88）2?U n ?2 n ? mkU? U d02（2-89）而：U ? m 2ppsin ( 2U 2 cos wt ) d (wt ) ? U 2 1 ?22p m?m?pm2p m（2-90）2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析? 将上述式（2-89）、（2-90）和（2-86）代入（2-88）得1 2 ?1 m 2p m ? sin ? sin ? 2 4p m p ?2 ? m m sin 2p ?2? m?gu ?UR U d0（2-91）pp表2-3给出了不同脉波数m时的电压纹波因数值m248.2318.2764.18120.994∞0gu（%）2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析2)?整流输出电流谐波分析：负载电流的傅里叶级数可由整流电压的傅里叶级数求得：id ? I d ???dn ? mk?ncos( nwt ? j n )（2-92） （2-93）当负载为R、L和反电动势E串联时，上式中：Id ? U d0 ? E Rbn R ? ( nwL)2 2?n次谐波电流的幅值dn为：dn ? bn zn ?（2-94）（2-95）?n次谐波电流的滞后角为：j n ? arctannwL R2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析a =0?时整流电压、电流中的谐波有如下规律：m脉波整流电压ud0的谐波次数为mk（k=1，2，3...）次，即m的倍数次；整流电流的谐波由整流电压的谐波决定， 也为mk次。当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减小，表明最低次（m次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相对 较少；当负载中有电感时，负载电流谐波幅值dn 的减小更为迅速。m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压 纹波因数迅速下降。2-802.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析a 不为0?时的情况：整流电压谐波的一般表达式十分复杂， 下面只说明谐波电压与a 角的关系。 以n为参变量，n次谐波幅值对a2 U 2L0.3 n=6的关系如图2-34所示：cn当a 从0?~ 90?变化时，ud的谐波 幅值随a 增大而增大， a =90?时 谐波幅值最大。0.2 n=12 n=180.1a 从90?~ 180?之间电路工作于有源逆变工作状态，ud 的谐波幅值 随a 增大而减小。0306090 120 150 180 ) a/(°图2-34 三相全控桥电流连续时， 以n为参变量的与a 的关系2-812.6 大功率可控整流电路2.6.1 带平衡电抗器的双反星形 可控整流电路 2.6.2 多重化整流电路2-822.6 大功率可控整流电路? 引言带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：适用于低电压、大电流的场合。多重化整流电路的特点：在采用相同器件时可达到更大的功率。 可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而 减小对供电电网的干扰。2-832.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路电路结构的特点二次侧为两组匝数相同极性相 反的绕阻，分别接成两组三相 半波电路。 二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化。平衡电抗器是为保证两组三相 半波整流电路能同时导电。与三相桥式电路相比，双反星形电路的输出电流可大一倍。图2-35 带平衡电抗器的 双反星形可控整流电路 2-842.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路绕组的极性相反的目的：消除直流磁动势如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相 等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。u d1 ua ub ucO ia 1I 2 dwt1I 6 d u c'O u d2u a'' ubu c'wtO i a' 1I 2 dwt1I 6 dOwt图2-36 双反星形电路，a =0?时两组整流电压、电流波形 2-852.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路接平衡电抗器的原因：当两组电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。 两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。 两个星形的中点n1和n2 间的电压等于ud1 和ud2 之差。该电 压加在Lp上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不 流到负载中去，称为环流或平衡电流。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制环流在负载额定电流的1%～2%以内。2-862.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为 六相半波整流电路：只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通 角为60o，平均电流为Id/6。 当α=0o 时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。 因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。平衡电抗器的作用：使得两组三相半波整流电路同时导电。对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路 原理的关键。2-872.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的 u ,u u u u u u u u u ,u u u u u u u u 原理分析：d1d1' ' ' ' d2 ' ' ' d2 b b a a 'c c b b a a c c b b平衡电抗器Lp 承担了n1 、 n2 间的 电位差，它补偿了ub′ 和ua 的电动 势差，使得ub′ 和ua 两相的晶闸管 能同时导电。wt1 如有LP，则 wt1 时， VT1 、VT6同 时，ub′ ，ua 均为正向最大，但 ub′〉ua 如无LP，则只有VT6导通， 时导通，此电流在流经LP时，LP上 整个系统将成为6脉波整流电路。 要感应一电动势up，其方向是要阻 止电流增大。可导出Lp两端电压、 整流输出电压的数学表达式如下：u p ? ud2 ? ud1ud ? ud2 ? 1 2 up ? ud1 ? 1 2 up ? 1 2a) a)w Ot O w1t1uu p 60 ° 60 °w wt tb)Ow t° 360 图2-37 平衡电抗器作用下输出电压 的波形和平衡电抗器上电压的波形（2-97）(ud1 ? ud2 )（2-98）图2-38 平衡电抗器作用下 两个晶闸管同时导电的情况2-882.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路原理分析(续)：虽然 ud 1 ? ud 2 ，但由于Lp的平衡作 用，使得晶闸管VT6 和VT1 同时导 通。 时间推迟至ub′与ua的交点时， ub′ = ua ， u p ? 0 。' ' ' ud1 ,ud2 ub ua u'c ub ua uc uba)t O w1 u p ° 60w tb)O ° 360 图2-37 平衡电抗器作用下输出电压 的波形和平衡电抗器上电压的波形w t之后 ub′ & ua ，则流经 ub′相的电流 要减小，但Lp有阻止此电流减小的 作用，up的极性反向，Lp仍起平衡 的作用，使VT6继续导电。 直到 uc′ & ub′ ，电流才从VT6换至 VT2。此时VT1、VT2同时导电。每一组中的每一个晶闸管仍按三相 半波的导电规律而各轮流导电。图2-38 平衡电抗器作用下 两个晶闸管同时导电的情况2-892.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路由上述分析以可得：平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时 值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图2-37 a。ud ? ud2 ? 1 2 up ? ud1 ? 1 2 Up ? 1 2 (ud1 ? ud2 )（2-98）谐波分析分析详见P75-P76。ud中的谐波分量比直流分量 要小得多，且最低次谐波为 六次谐波。 直流平均电压为：Ud0' ' ' ud1 ,ud2 ub ua u'c ub ua uc uba)t O w1 u p ° 60w tb)Ow t° 360图2-37 平衡电抗器作用下输出电压 的波形和平衡电抗器上电压的波形? 1 . 17 U22-902.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路a =30?、 a =60?和a =90?时输出电压的波形分析分析输出波形时，可先求出ud1做出波形( ud1+ud2 ) / 2。。 ud a ? 30 u u ' a c ub ua' uc' ub和ud2 波形，然后根据式（2-98）Ouda ? 60。wt' ucubua'uc' ub输出电压波形与三相半波电路 比较，脉动程度减小了，脉动 频率加大一倍，f=300Hz。电感负载情况下，移相范围是 90?。 电阻负载情况下，移相范围为 120?。O uda ? 90。 u ' cwtub' uauc' ubOwt图2-39 当a =30?、60?、90?时， 双反星形电路的输出电压波形 2-912.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为:Ud=1.17 U2 cos a将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得 出以下结论：三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相 半波并联，且后者需用平衡电抗器。 当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是 单相桥的2倍。 两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，ud和id的波形形状一样。2-922.6.2 多重化整流电路概述：整流装Z功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电 网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。原理：按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路 进行 组合得到。目标：移项多重联结减少交流侧输入电流谐波，串联多重整流电路采用 顺序控制可提高功率因数。2-932.6.2 多重化整流电路1) 移相多重联结有并联多重联结和串联多 重联结。 可减少输入电流谐波，减 小输出电压中的谐波并提 高纹波频率，因而可减小 平波电抗器。 使用平衡电抗器来平衡2 组整流器的电流。 2个三相桥并联而成的12 脉波整流电路。图2-40 并联多重联结的12脉波 整流电路2-942.6.2 多重化整流电路移相30?构成的串联2重联结电路整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差 30?、大小相等的两组电压。该电路为12脉波整流电路。i a1星形a)0 i a2 b) 0 ' i ab2 c) 0 iA1 I 3 d 3 I 3 dId 180° i ab22 I 3 d360°w tIdwt2 3 I 3 dwt(1+2 3 3 ) Idd) 03 I 3 d(1+3 3)I dwt三角形图2-41 移相30?串联2重联结电路图2-42 移相30?串联2重联结 电路电流波形2-952.6.2 多重化整流电路iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下：I m1 ?I mn ?4 3pn pIdId(单桥时为n ? 12k ? 1,2 3pId )（2-103） （2-104）14 3k ? 1,2,3, ?即输入电流谐波次数为12k±1，其幅值与次数成反 比而降低。 该电路的其他特性如下：直流输出电压 位移因数Ud?66U2cosj1=cosapcos α （单桥时相同）功率因数 l=? cosj1 =0.9886cosa2-962.6.2 多重化整流电路利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20?， 可将三组桥构成串联3重联结电路：整流变压器采用星形三角形组合无法移相20?，需采用曲折 接法。 整流电压ud 在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉 波整流电路。 交流侧输入电流谐波更少，为18k±1次（k=1, 2, 3…），ud 的脉动也更小。 输入位移因数和功率因数分别为： cosj1=cosa l=0.9949cosa2-972.6.2 多重化整流电路将整流变压器的二次绕组移相15?，可构成串联4 重联结电路：为24脉波整流电路。 其交流侧输入电流谐波次为24k±1，k=1，2，3…。输入位移因数功率因数分别为：cosj1=cosal=0.9971cosa采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输 入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高 功率因数。2-982.6.2 多重化整流电路2) 多重联结电路的顺序控制只对一个桥的a角进行控制，其余各桥的工作状态则 根据需要输出的整流电压而定。或者不工作而使该桥输出直流电压为零。 或者a =0而使该桥输出电压最大。根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。不能降低输入电流谐波，但是总功率因数可以提高。 我国电气机车的整流器大多为这种方式。2-992.6.2 多重化整流电路3重晶闸管整流桥顺序控制控制过程可详见教材P78。从电流i的波形可以看出，虽然波形并无改善，但其基波 分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的 功率因数。ud Oap+a b)i 2 IdId图2-43 单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形 2-100a)c)2.7 整流电路的有源逆变工作状态2.7.1 逆变的概念 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制2-1012.7.1 逆变的概念1) 什么是逆变？为什么要逆变？逆变（Invertion）――把直流电转变成交流电，整流 的逆过程。 逆变电路――把直流电逆变成交流电的电路。有源逆变电路――交流侧和电网连结。应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调速 以及高压直流输电等。 无源逆变电路――变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负 载，将在第5章介绍。对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆 变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工 作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路。2-1022.7.1 逆变的概念2) 直流发电机―电动机系统电能的流转图b）中，发电机电动势和电动机电动势在回路中反串， 图a）中，若将发电机电动势和电动机电动势极性都变反， 图c）中，发电机电动势极性变反，EG&0，且和电动机电 图a）中，发电机电动势和电动机电动势在回路中反串， 两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向 发电机电动势小于电动机电动势，即EG&EM，电流从电 且EG&EM，则回路中电流方向不变，电流从电动机流向 动势在回路中顺串，EG&EM，电流从电动机流向发电机， 发电机电动势大于电动机电动势，即EG〉EM，电流从发 低的，回路电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。 动机流向发电机，回路电流反向，电动机发出电能，发 发电机，电动机发出电能，发电机吸收电能，电动机将 电动机和发电机同时发出电能导回路电阻，回路电阻值 电机流向电动机，电动机吸收电能，发电机发出电能。 电机吸收电能。系统工作状态为能量从负载向电源反馈。 电能向电源反馈。 小时将产生短路电流。图2-44 直流发电机―电动机之间电能的流转a）两电动势同极性EG &EM b）两电动势同极性EM &EG c）两电动势反极性，形成短路2-1032.7.1 逆变的概念3) 逆变产生的条件单相全波电路代替上述发电机交 流 电 网 输 出 电 功 率udau10u20u10 U d&EMudu10u20u10O id=iVT +iVT1wtO id O b)wtUd&EMid O2aiVT2id=iVT +iVT1iVT1iVT2iVTId21iVTwt1iVTId2wta)图2-45 单相全波电路的整流和逆变电 动 机 输 出 电 功 率2-1042.7.1 逆变的概念从上述分析中，可以归纳出产生逆变的条件有二：有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致， 其值大于变流器直流侧平均电压。 晶闸管的控制角a & p /2，使Ud为负值。半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud 不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电 动势，故不能实现有源逆变。 欲实现有源逆变，只能采用全控电路。2-1052.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态逆变和整流的区别：控制角 a 不同0&a &p /2 时，电路工作在整流状态。p /2& a & p时，电路工作在逆变状态。可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数 计算等各项问题。把a & p /2时的控制角用p? a = b表示，b 称为逆变角。 逆变角b和控制角a的计量方向相反，其大小自b =0的 起始点向左方计量。2-1062.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的 输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图2-46所示。u2 ua ub uc ua ub uc ua ub uc ua ubOwt b=p3b=p4 u cb uab u ac u bc u ba u cab=p6 u cb u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u bcu d u ab u ac u bc u ba u caw t1 w t2 w t3Owtb=p3b=p4b=p6图2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形2-1072.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态有源逆变状态时各电量的计算：U d ? ? 2 . 34 U 2 cos b ? ? 1 . 35 U 2 L cos b（2-105）d输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即 II VT ? Id 3 ? 0 . 577 I d?U ? E R?每个晶闸管导通2p/3，故流过晶闸管的电流有效值为：（2-106）从交流电源送到直流侧负载的有功功率为：Pd ? R ? I d ? E M I d2（2-107）当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值， 表示功率由直流电源输送到交流电源。 在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为：I ? 2 2 I VT ? 2 3 Id? 0 . 816 I d（2-108）2-1082.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败（逆变颠覆）逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸 管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变 成顺向串联，形成很大短路电流。1) 逆变失败的原因触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分 配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正 常换相。晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。交流电源缺相或突然消失。 换相的裕量角不足，引起换相失败。2-1092.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制换相重叠角的影响：当b &g 时，换相结束时，晶 闸管能承受反压而关断。ud ua ub uc ua ubOpwt b ?g wtaid O i VT2b g b ?g3b gi VT2i VTi VT1i VT3图2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响 如果b &g 时（从图2-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸 管（VT1）会关断，而应关断的晶闸管（VT3)不能关断，最终导致逆 变失败。 2-1102.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制2) 确定最小逆变角bmin的依据逆变时允许采用的最小逆变角b 应等于bmin=? +g+q′（2-109）? ――晶闸管的关断时间tq折合的电角度tq大的可达0.2~0.3ms，折算到电角度约4?~5?。g ―― 换相重叠角随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。q′――安全裕量角主要针对脉冲不对称程度（一般可达5?）。值约取为10?。2-1112.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制g ―― 换相重叠角的确定：1) 查阅有关手册 举例如下：整流电压 整流电流 变压器容量 短路电压比Uk% 220V 800A 240kV。A 5%g15?~20?2) 参照整流时g 的计算方法cos a ? cos( a ? g ) ? Id X 2U2 Bsinpm（2-110）?g根据逆变工作时 acos g ? 1 ? 2U2?p ?bB，并设 b，上式可改写成（2-111）Id Xsinpm这样， bmin一般取30?~35?。2-1122.8 晶闸管直流电动机系统2.8.1 工作于整流状态时2.8.2 工作于有源逆变状态时 2.8.3 直流可逆电力拖动系统2-1132.8 晶闸管直流电动机系统? 引言晶闸管直流电动机系统――晶闸管可控整流装Z带直流电动机负载组成的系统。是电力拖动系统中主要的一种。 是可控整流装Z的主要用途之一。对该系统的研究包括两个方面：其一是在带电动机负载时整流电路的工作情况。其二是由整流电路供电时电动机的工作情况。本节主要从第二个方面进行分析。2-1142.8.1工作于整流状态时ud ua ub uc ud Ud E整流电路接反电动势 负载时，负载电流断 续，对整流电路和电 动机的工作都很不利。 通常在电枢回路串联 一平波电抗器，保证 整流电流在较大范围 内连续，如图2-48。idR OwtaidiciaibicOwt图2-48 三相半波带电动机负载且 加平波电抗器时的电压电流波形2-1152.8.1工作于整流状态时U d ? E M ? R? I d ? ?U此时，整流电路直流电压的平衡方程为 （2-112）式中， R ?EMR? I d? RB ? RM ?3X 2pB。为电动机的反电动势 负载平均电流Id所引起的各种电压降，包括：C 变压器的电阻压降 I d RB C 电枢电阻压降 I d RM C 由重叠角引起的电压降 3 X B I d (2p )?U晶闸管本身的管压降，它基本上是一恒值。 电流断续工作状态2-116系统的两种工作状态：电流连续工作状态2.8.1工作于整流状态时1) 电流连续时电动机的机械特性在电机学中，已知直流电动机的反电动势为 可根据整流电路电压平衡方程式（2-112），得E M ? 1 . 17 U 2 cos a ? R ? I d ? ? UEM ? Ce n（2-113）（2-114） （2-115）3X Id B (R +R + 2p ) C B M e a1 a2 a3 I转速与电流的机械特性关系式为n? 1 . 17 U 2 cos a Ce ? R? I d ? ?U Cen其机械特性是一组平行的直线，其斜 率由于内阻不一定相同而稍有差异。调节a 角，即可调节电动机的转速。O a1&a2&a3d 图2-49 三相半波电流连续时以 电流表示的电动机机械特性2-1172.8.1工作于整流状态时2) 电流断续时电动机的机械特性当负载减小时，平波电抗器中的电感储能减小，致使电流不 再连续，此时其机械特性也就呈现出非线性。当Id减小至某一定值Id min以后，电流变为断续，这个 E 0是不存在 ? 的，真正的理想空载点远大于此值。 EE0 a ? 60?电动机的实际空载反电动势都 ( 2U2) 是 2U 2 。 E0' a ? 60? 时为： 2U 2 cos(a ? p 3) 。(0.585U2)断续区特性的近似直线主电路电感足够大，可以只考虑电流连续 O 段，完全按线性处理。 当低速轻载时，可改用另一段较陡的特性 来近似处理，等效电阻要大一个数量级。Idmin断续区 连续区Id图2-50 电流断续时电动势的特性曲线2-1182.8.1工作于整流状态时E E0 ( 2U2) E0' (0.585 2) U Idmin 断续区特性的近似直线电流断续时电动机机械特性 的特点：电流断续时理想空载转速抬高。 机械特性变软，即负载电流变化OE E0断续区连续区Id图2-50 电流断续时电动势的特性曲线 分界线很小也可引起很大的转速变化。随着a 的增加，进入断续区的电 流值加大。a1 a2 a3 a4 a5断续区 连续区O图2-51 考虑电流断续时不同a 时反电动势的特性曲线 a 1 & a 2 &a 3 &60?，a 5& a 4&60?Id2-1192.8.2工作于有源逆变状态时d M d ?1) 电流连续时电动机的机械特性电流连续时的机械特性由 U ? E ? I R 决定的。 E 逆变时由于U ? ?U cos b ， 反接，得d d0ME M ? ? (Ud0cos b ? I d R ? )（2-122)因为EM=Cen，可求得电动机的机械特性方程式n ? ?b '1 b '2 b '3 b '41 C(Ud0cos b ? I d R ? )n 正组变流器（2-123)a 增大方向 b 增大方向Id反组变流器eb '增大方向a1 a2 a3 a4 a =b = p2a '= b '= p 2a '增大方向a '4 a '3 a '2a '1b4 b3 b2b1a 1 = b '1 ; a '1 = b 1 a 2 = b '2 ; a '2 = b 2图2-52 电动机在四象限中的机械特性2-1202.8.2工作于有源逆变状态时2) 电流断续时电动机的机械特性 可沿用整流时电流断续的机械特性表达式，把a ? p ? b代 入式（2-117）、式（2-118）和式（2-119），便可得EM、 n与Id的表达式。三相半波电路为例：sin( EM ? 2 U 2 cos j 7p 6 1? esin( ? 7p 6 e? q c tan j? b ? q ? j ) ? sin(7p 6? b ? j )e? q c tan j? q c tan j(2-124)7p 6? q c tan jn ?EM Ce?2 U 2 cos j Ce? b ? q ? j ) ? sin(? b ? j )e(2-125)Id ?3 2U 2 2 p Z cos j[cos(7p 6? b ) ? cos(7p 6? b ?q )?Ce 2U 2qn](2-126)2-1212.8.2工作于有源逆变状态时逆变电流断续时电动机的机械特 性，与整流时十分相似：b '增大方向 a 增大方向 b 增大方向Id理想空载转速上翘很多，机械特 性变软，且呈现非线性。 逆变状态的机械特性是整流状态 的延续。 纵观控制角 a变化时，机械特性得 变化。反组变流器n正组变流器b'1 b'2 b'3 b'4a1 a2 a3 a4 a =b = p2 2a '=b '= pa '增大方向a'4 a'3 a'2 a'1 a1=b '1;a '1=b1 a2=b '2;a '2=b2b4 b3 b2 b1第1、4象限中和第3、2象限中的特 性是分别属于两组变流器的，它们 输出整流电压的极性彼此相反，故 分别标以正组和反组变流器。图2-52 电动机在四象限中的 机械特性2-1222.8.3 直流可逆电力拖动系统图2-53a与b是两组反并联的可逆电路 a三相半波有环流接 线 b三相全控桥无环流接线c对应电动机四象限 运行时两组变流器 工作情况图2-53 两组变流器的反并联可逆线路2-1232.8.3 直流可逆电力拖动系统两套变流装Z反并联连接的可逆电路的相关概念 和结论：环流是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流。 正向运行时由正组变流器供电；反向运行时，则由反组变 流器供电。 根据对环流的处理方法，反并联可逆电路又可分为不同的 控制方案，如配合控制有环流（ a ? b ）、可控环流、逻 辑控制无环流和错位控制无环流等。 电动机都可四象限运行。 可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其 工作状态：整流或逆变。2-1242.8.3 直流可逆电力拖动系统直流可逆拖动系统，除能方便地实现正反转外， 还能实现电动机的回馈制动。电动机反向过程分析：详见P89a?b 配合控制的有环流可逆系统对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证a=b 的配合控制关系 。 假设正组为整流，反组为逆变，即有a P?b N ，UdaP=UdbN， 且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。 但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。 串入环流电抗器LC限制环流。2-1252.8.3 直流可逆电力拖动系统逻辑无环流可逆系统工程上使用较广泛，不需设Z环流电抗器。 只有一组桥投入工作（另一组关断），两组桥之间 不存在环流。 两组桥之间的切换过程：首先应使已导通桥的晶闸管断流，要妥当处理使主回路 电流变为零，使原导通晶闸管恢复阻断能力。 随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通。 这种无环流可逆系统中，变流器之间的切换过程由逻辑 单元控制，称为逻辑控制无环流系统。直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电力拖动 自动控制系统”中进一步分析讨论。2-1262.9相控电路的驱动控制2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 2.9.2 集成触发器 2.9.3 触发电路的定相2-1272.9相控电路：相控电路的驱动控制? 引言晶闸管可控整流电路，通过控制触发角a的大小即控制触发 脉冲起始相位来控制输出电压大小。 采用晶闸管相控方式时的交流电力变换电路和交交变频电路 （第4章）。相控电路的驱动控制为保证相控电路正常工作，很重要的是应保证按触发角a的大 小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。 晶闸管相控电路，习惯称为触发电路。大、中功率的变流器广泛应用的是晶体管触发电路， 其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。2-1282.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通 的电路），也可为单窄脉冲。 三个基本环节：脉冲的形成与放大、锯齿波的形成 和脉冲移相、同步环节。此外，还有强触发和双窄 脉冲形成环节。图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路2-1292.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路1．脉冲形成环节R1 5 VD 1 1~VD 1 4 C7 + C6 VD 1 5 B VD 7 RP2 VS R3 V1 R1 I1 c V3 VD 2 R4 V2 C1 R2 R7 C2 R5 R8 R6 V4 R1 7 C3 VD 1 0 up RP1 uco -15V X Y -15V 接封锁信号 VD 5 V6 V8 R9 A VD 4 C3 V5 R1 0 C5 VD 6 V7 R1 1 R1 2 R1 3 R1 4 VD 9 R1 6 TP VD 8 +15V 22 0V +15V 36 VR1 8TSVD 1 R Q uts? 控制电压uco加在V4基极上。图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路 V4、V5 ―― 脉冲形成 V7、V8 ―― 脉冲放大2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路? uco对脉冲的控制作用及脉冲形成：? uco ? 0 7 V时，V4导通，A点电位由+E1(+15V) ? 1.0V左右， ? 电容C3.放电和反向充电，使V5基极电位 ?处于截止状态，无 ?V uco=0时，V4截止。V5饱和导通。V7、V8 ，直到ub5& 5基极电位 ?约-2E1(-30V)， V5立即截止。V5集电极电压由 -E1(-15V)，V5又重新导通。使V7、V8截止，输出脉冲终止。 脉冲输出。电容C3充电，充满后电容两端电压接近2E1(30V)。 -E1(-15V) ? 到+2.1V，V7、V8导通，输出触发脉冲。R1 5 VD 1 1~VD 1 4 C7 + C6 VD 1 5 B VD 7 RP2 VS R3 V1 R1 I1 c V3 VD 2 R4 V2 C1 R2 R7 C2 R5 R8 R6 V4 R1 7 C3 VD 1 0 up RP1 uco -15V X Y -15V 接封锁信号 VD 5 V6 V8 R9 A VD 4 C3 V5 R1 0 C5 VD 6 V7 R1 1 R1 2 R1 3 R1 4 VD 9 R1 6 TP VD 8 +15V 22 0V +15V 36 V输出R1 8TSVD 1 R Q uts图2-54 同步信号为 锯齿波的触发电路? 脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时 间常数R11C3有关。 ? 电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组 接在V8集电极电路中。2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路2. 锯齿波的形成和脉冲移相环节? 锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电 路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。R 15 VD11 ~VD 14 C7 + C6 VD15 B VD7 RP2 VS R3 V1 R1 I1c V3 R4 V2 C1 R2 R7 C2 R5 R8 R6 V4 R17 C3 VD10 up RP1 u co -15V X Y -15V 接封锁信号 V6 VD5 V8 R9 A VD4 R 10 C3 V5 C5 VD 6 V7 R11 R12 R 13 R14 VD9 R16 TP VD8 +15V 220V +15V 36VR 18TSVD 1 R Q utsVD2图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路?恒流源电路方案，由V1、V2、V3和C2等元件组成 V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路? 工作原理：R 15 VD11 ~VD 14 C7 + C6 VD15 B VD7 RP2 VS R3 V1 R1 I1c V3 R4 V2 C1 R2 R7 C2 R5 R8 R6 V4 R17 C3 VD10 up RP1 u co -15V X Y -15V 接封锁信号 V6 VD5 V8 R9 A VD4 R 10 C3 V5 C5 VD 6 V7 R11 R12 R 13 R14 VD9 R16 TP VD8 +15V 220V +15V 36VR 18TSVD 1 R Q utsVD2图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路? V2截止时，恒流源电流I1c对电容C2充电， uc ? ? I1c dt ? I1ct C C 射极跟随器V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压 ? V2导通时，因R4很小故C2迅速放电，ub3电位迅速降到零伏 周期性地通断，ub3便形成一锯齿波，同样ue3也是一个 调节RP2，即改变C2的恒定充电电流I1c，可见RP2是用来调节锯齿 ub3的影响。 锯齿波。 附近。 波斜率的。112.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路? 工作原理（续）：R15 VD 11~VD 14 C7 + C6 VD 15 B VD 7 RP2 VS R3 V1 R1 I1c V3 VD 1 VD 2 R Q uts C1 R2 R4 V2 R7 C2 R5 R8 R6 V4 R17 C3 VD 10 up V6 VD 5 V8 R9 A VD 4 C3 V5 R10 C5 VD 6 V7 R11 R12 R13 R14 VD 9 R16 TP VD 8 +15V 220V +15V 36VR18TS''RP1'XY -15V接封锁信号uco -15V图2-54 同步信号为锯齿波的 触发电路图2-55 同步信号为锯齿波 的触发电路的工作波形? V4基极电位由锯齿波电压、控制电压uco、直流偏移电压 ? 三者作用的叠加所定。 如果uco=0，up为负值时，b4点的波形由uh+ up 确定。 当uco为正值时，b4点的波形由uh+ up + uco 确定。 M点是V4由截止到导通的转折点，也就是脉冲的前沿。 up 加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位。2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路3 同步环节同步――要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相 同且相位关系确定。 锯齿波是由开关V2管来控制的。V2开关的频率就是锯齿波的频率――由同步变压器所接的交流 电压决定。 V2由导通变截止期间产生锯齿波――锯齿波起点基本就是同步 电压由正变负的过零点。 V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度――取决于充电时间常数R1C1。2-1352.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路4) 双窄脉冲形成环节内双脉冲电路 V5、V6构成“或”门当V5、V6都导通时，V7、V8都截止，没有脉冲输出。 只要V5、V6有一个截止，都会使V7、V8导通，有脉冲输出。 第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角a 产生。 隔60?的第二个脉冲是由滞后60?相位的后一相触发单元产生 （通过V6）。三相桥式全控整流电路的情况2-1362.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路? 三相全控桥时的情况:? 接感性负载电流连续时，脉冲初始相位应定在a =90?；? 如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，要求脉冲的移相范围理论上为180?（由于考虑amin和bmin，实际一般为120?），由于锯齿波波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于180?，例如240?，此时，令uco=0，调节up 的大小使产生脉冲的M点移至锯齿波240?的中央 （120?处），相应于a =90?的位Z。 ? 如uco为正值，M点就向前移，控制角a &90?，晶闸管电 路处于整流工作状态 ? 如uco为负值，M点就向后移，控制角a &90?，晶闸管电 路处于逆变状态。2.9.2集成触发器可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。 ? 锯齿波形成：由V4、V5、VD1、V18、V19、V20及外接C1、 ? 移相环节：外接R25、R26、V27将锯齿波、偏移电压、控 脉冲分选环节：VS、V3、R S1、VS2、VD 、V 构成本相 ? 晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电 脉冲放大环节：V9、V10、V11和无编号管构成正半周脉 ?同步环节：由V1、V26、V82构成us、C2构成，V1、VS1构成 ??双脉冲环节：13脚本相脉冲引出，补充给上一相晶闸管 脉冲触发环节：V6、VD 、V17 正半周脉冲分选―在us正 3 7 RP 路。 1、R24构成。V4、V20关断，电容C1充电，V5基极一般 半周，VS6接负，V8截止，若V 正半周同步环节，V2、V3、VS2构成负半周同步环节。 冲放大输出； V13、V14、V15和V16构成负半周脉冲放 制电压相加送9脚，完成移相。 7截止，VS7通，V9通，输 触发电路， 14脚他相脉冲引入，给本相晶闸管补发第二 触发脉冲的形成。 保持在±０.７Ｖ以内，RP1、R24构成恒流源，V5控制锯 KJ004 出放大脉冲。 大输出。 触发脉冲。 VS8、V12构成us正半周脉冲分选 齿波斜率；V4、V20开通，电容C1经VD1、V19快速放电， 与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步、锯齿波形 锯齿波结束；锯齿波在4脚形成。 成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节。R12 16 R1 R3 R4 R6 VS 1 VS 2 R20 8 V1 RP4 us V2 V3 5 R2 VS 5 R20 3 RP1 R24 ub 4 C1 R26 R25 uco R27 9 11 C2 12 13 R28 14 +15V 7 VS 4 R5 VS 3 V4 R7 R8 V18 V19 R10 V20 R19 VD 2 V5 VD 1 V6 R13 R11 R14 R15 V9 VS 6 R18 VS 7 V8 R16 R17 V14 VS 9 V12 R22 R21 V13 V15 V16 15 V10 V11 1 +15VVD 3V7-R23+15V图2-56 KJ004电路原理图2-138VD 6V17VD 5 VD 4VD 7 VS 82.9.2集成触发器完整的三相全控桥触发电路3个KJ004集成块和1个KJ041集成块，可形成六路双脉冲， 再由六个晶体管进行脉冲放大即可。usa -1 5V usb uscR1 9 uco RP4R1 3 RP1 R1 6 R79 10 11R2 0R1 4 RP2 R1 7 R89 10 11R2 1 RP6 R2 R5 C6 C2R1 5 up RP3 R99 10 11 12 13 14 15 16R1 R4RP5R3 R6 C3R1 88 7 5 4 3 6C48 7 6 5 4 3C5 C18 7 6 5 4 312 13 14 15 16KJ 00412 13 14 15 16KJ 004KJ 004C72 1R1 0 C82 1R1 1 C92 1R1 2+1 5V(1 ~ 6脚为6路单脉冲输入)1 2 3 4 5 6 7 8KJ0 41 (1 5~10 脚为6路双脉冲输出)至VT 1 至VT 2 至VT 3 至VT 4 至VT 5 至VT 6图2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路 2-13916 15 14 13 12 11 10 92.9.2集成触发器KJ041内部是由12个二极管构成的6个或门。 也有厂家生产了将图2-57全部电路集成的集成块， 但目前应用还不多。 模拟与数字触发电路以上触发电路为模拟的，优点：结构简单、可靠； 缺点：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高，可达3?~4?，精度低。数字触发电路：脉冲对称度很好，如基于8位单片机的 数字触发器精度可达0.7?~1.5?。2-1402.9.3触发电路的定相触发电路的定相――触发电路应保证每个晶闸管触 发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定、正确 的相位关系。 措施：同步变压器原边接入为主电路供电的电网，保证频率一致。 触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的 关系。u2 ua ub ucO w t1u s- u a? u sa ?wt2wt图2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图 2-1412.9.3b触发电路的定相c? ?以三相桥式全控整流电路、采用锯齿波同步的触发电路 ? 桥式整流电路α =00对应于相电压过零后3002的位置，在 对于其他晶闸管，VT3、VT5、VT4、VT6、VT 主电路电压 ? 采用锯齿波同步的触发电路，同步信号负半周的起点对 分别为+u 、+u 、-u 、-u ? 为例，讲触发电路的定相。 确定为锯齿波的中点，因此 一般锯齿波的偏移使α=900 、-u过零后300位置，这样， 应于锯齿波的起点。取锯齿波的上升段为2400，舍去两 图中α =00对应于VT 阳极电压u ，相应的触发电路同步?b 1a ac 晶闸管VT1阳极接交流侧电压ua0，这样锯齿波的中点于 ， 电压表示为-usb 1主电路电压+ua的关系是u α=900 与同步电压300sc对应， α=00 与同步电压210a1800 端各300的部分，使用中间180 ，VT1在ua的正半周触发 同步电压us与VT、-u 0 、+usa、+usb、+usc。s滞后u0对应。 导通，简单起见，就表示VT滞后1800。 us用-usa表示，则-usa比+ua 1所接住电路电压为+ua， ?同步信号us的3000相对应，同步信号负半周是从1800到 若果整流变压器和同步变压器绕组接法已确定，即可 VT1的有效触发范围为ωt1―ωt2,00―1800。 3600。 根据变压器接法和绕组同名端确定每一个晶闸管的同步电压信号。u2uaubucO w t1u s- u a? u sa ?wt2wt图2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图 2-1422.9.3触发电路的定相变压器接法：主电路整流变压器为D,y-11联结，同 步变压器为D,y-11,5联结。uA uB uC UAB Ua Usa TR TS D,y 5-11 D,y 11 ua ub uc - usa Usc-UscUsb-UsbUb-Usauu - usc - sbsbUc- usb - sasa - usc u sc uu图2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图 2-1432.9.3晶闸管 主电路电压触发电路的定相VT1 +ua VT2 -uc VT3 +ub VT4 -ua VT5 +uc VT6 -ub表2-4 三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用图2-59变压器接法时）同步电压-usa+usc-usb+usa-usc+usb为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰，可对同 步电压进行R-C滤波，当R-C滤波器滞后角为60?时，同 步电压选取结果如表2-5所示。表2-5 三相桥各晶闸管的同步电压（有R-C滤波滞后60?）晶闸管 主电路电压 同步电压 VT1 +ua +usb VT2 -uc -usa VT3 +ub +usc VT4 -ua -usb VT5 +uc +usa VT6 -ub -usc2-144本章小结1) 可控整流电路，重点掌握：电力电子电路作为分段线 性电路进行分析的基本思想、单相全控桥式整流电路和三相全控桥式整流电路的原理分析与计算、各种负载对整流电路工作情况的影响； 2) 电容滤波的不可控整流电路的工作情况，重点了解其 工作特点； 3) 与整流电路相关的一些问题，包括：(1)变压器漏抗对整流电路的影响，重点建立换相压降、重叠角等概 念，并掌握相关的计算，熟悉漏抗对整流电路工作情况的影响。 (2)整流电路的谐波和功率因数分析，重点掌握谐波的概念、各种整 流电路产生谐波情况的定性分析，功率因数分析的特点、各种整流电路的功率因数分析。2-145本章小结4) 大功率可控整流电路的接线形式及特点，熟悉双反星 形可控整流电路的工作情况，建立整流电路多重化的 概念。 可控整流电路的有源逆变工作状态，重点掌握产生有 源逆变的条件、三相可控整流电路有源逆变工作状态 的分析计算、逆变失败及最小逆变角的限制等。5)6)晶闸管直流电动机系统的工作情况，重点掌握各种状 态时系统的特性，包括变流器的特性和电机的机械特 性等，了解可逆电力拖动系统的工作情况，建立环流 的概念。用于晶闸管的触发电路。重点熟悉锯齿波移相的触发 电路的原理，了解集成触发芯片及其组成的三相桥式 全控整流电路的触发电路，建立同步的概念，掌握同 步电压信号的选取方法 。2-1467)图2-13 三相半波可控整流电路，电阻负载， a=30?时的波形u2 a =30° uaVT 1ubVT 2ucVT 3O uG O udwtwtiVTO1wt1wtO uVT1wtuacO uab uacwt2-147图2-14三相半波可控整流电路，电阻负载， a=60?时的波形u2a=60° uaubVT 2ucVT 3VT 1OwtuGO ud O1wt wtiVTOwt2-148图2-18三相桥式全控整流电路带电阻负载 a=0?时的波形u2 a = 0°ua u d1 ub ucVT 1VT 3VT 5VT 1VT 3VT 5wtOwt1u d2 VT 6 Ⅰ u 2L u ab udVT 2Ⅱ uac Ⅲ u bcVT 4Ⅳ u ba Ⅴ ucaVT 6Ⅵ u cb u abVT 2uacVT 4OwtVT 6i VT1O u VT1u abuacu bcu baucau cbu abuacwtOwtu abuac2-149图2-19 三相桥式全控整流电路带电阻负载 a= 30 ?时的波形u d1a = 30°uaubucVT 1O u d2 udVT 3VT 5VT 1VT 3VT 5wtwt1VT 6Ⅰ u abVT 2Ⅱ u ac Ⅲ u bcVT 4Ⅳ u ba Ⅴ u caVT 6Ⅵ u cb u abVT 2u acVT 4Owtu VT1u abu acu bcu bau cau cbu abu acOwtia Ou abu acwt2-150图2-20 三相桥式全控整流电路带电阻负载a= 60 ?时的波形a = 60°u d1 ua ub ucVT 5wt1VT 1VT 3VT 5VT 1VT 3wtO u d2 udVT 6u ab Ⅰ u acVT 2Ⅱ u bc Ⅲ u baVT 4Ⅳ u ca Ⅴ u cbVT 6Ⅵ u ab u acVT 2VT 4Owtu VT1u acu acOwtu ab2-151图2-21 三相桥式全控整流电路带电阻负载 a= 90 ?时的波形u d1 ua ub uc ua ubVT 1VT 3VT 5VT 1VT 3VT 5wtO u d2 ud u abVT 6u ac u bcVT 2u ba u caVT 4u cb u abVT 6u ac u bcVT 2u baVT 4OwtidO i VT1wtO iawtOwt2-152图2-22 三相桥式全控整流电路带阻感负载 a= 0 ?时的波形u2 a= 0°ua ud1 VT 1 ub ucVT 3VT 5VT 1VT 3VT 5O wt1 VT 6 VT 2 VT 4 VT 6 VT 2 ud2 Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ u2L uab uac ubc uba uca ucb uab uac udwtVT 4OwtidO iVT1wt wtO2-153图2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载 a= 30 ?时的波形u d1a = 30°uaubucVT 1Ou d2 udVT 3VT 5VT 1 VT 6 VT 2u ab u acVT 3VT 5wtwt1VT 6Ⅰ u abVT 2Ⅱ u ac Ⅲ u bcVT 4Ⅳ u ba Ⅴ u caVT 4Ⅵ u cbOwtid O ia Owt wt2-154图2-24 三相桥式全控整流电路带阻感负载 a= 90 ?时的波形a = 90°u d1 ub uc uaVT 5VT 1wt1VT 3VT 5VT 1VT 3wtO u d2 udVT 6u abⅠ u acⅡ u bcVT 2Ⅲ u baⅣ u caVT 4Ⅴ u cbⅥ u abVT 6u acVT 2OwtuVT1u acu acO u abwt2-155
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