Stm32产生两路相位差为180度的pwm - CSDN博客
Stm32产生两路相位差为180度的pwm
/stm32-180dupwm.html
Stm32产生两路相位差为180度的
By derrick wang
&&&&由于上次用高级定时器产生的两路互补带死区的信号不能满足应用需求。如标题所示需要的是两路相位差为180度的信号，占空比和频率都是相同的，只是相位不同。仔细重读高级定时器的数据手册，发现产生的两路互补信号达不到这个要求。然后必然要考虑用两个通道产生了（两路互补属于一个通道）。仔细搜罗最终确定了两种发案可以实现，这两种方式具有异曲同工之妙但也有各自的不同。相同之处在于同采用定时器计数的中央对齐模式，不同就在于输出选择的模式不同（对TIM_CCMRX寄存器中OCXM位进行配置）。
下面待我一一详解。生成的波形图如下：
方案一：定时器计数采用中央对齐模式，两路输出配置为的输出比较模式。
1）配置定时器的计数器为中间对齐计数，即先向上计数再向下计数。
2）在该定时器上选择2个通道，并分别配置为输出比较模式，要输出如上图波形须把两路输出极性设置为不同。
3）配置自动重装载寄存器TIMx_ARR为要求输出频率的一半。
4）假定CC1为第一个输出信号的通道，再假定第一个信号的正脉冲宽度对应为W1，则配置TIMx_CCR1为TIMx_ARR-W1/2。
5) 同4），假定CC2为第二个输出信号的通道，正脉冲宽度对应为W2，配置TIMx_CCR2为W2/2。
下面我要产生频率为50khz，占空比为20%的两路信号。TIMx_ARR==720；
TIMx_CCR1=720-720*0.2=576；TIMx_CCR2=720*0.2=144；
为什么这样算请看下图：
①和②对应得值就是576. ③和④对应得值就是144。但是他们之间的距离是相等的，也就保证了两路pwm产生的占空比是一样的。
具体配置代码如下所示：
& &GPIO_InitTypeDef GPIO_InitStructure2;&&&TIM_TimeBaseInitTypeDef TIM_TimeBaseStructure;& &TIM_OCInitTypeDef TIM_OCInitStructure;& &RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_GPIOA,ENABLE);& &RCC_APB1PeriphClockCmd(RCC_APB1Periph_TIM3,ENABLE);&&&/********TIM3_CH1 引脚配置*********/& GPIO_InitStructure2.GPIO_Pin=GPIO_Pin_6;&& GPIO_InitStructure2.GPIO_Speed=GPIO_Speed_50MHz;
&GPIO_InitStructure2.GPIO_Mode=GPIO_Mode_AF_PP;&&&&&&&& //设置为复用浮空输出& &GPIO_Init(GPIOA,&GPIO_InitStructure2);&&&/********TIM3_CH2 引脚配置*********/ GPIO_InitStructure2.GPIO_Pin=GPIO_Pin_7;&&GPIO_InitStructure2.GPIO_Speed=GPIO_Speed_50MHz;&&GPIO_InitStructure2.GPIO_Mode=GPIO_Mode_AF_PP;&&&&&&&& //设置为复用浮空输出& GPIO_Init(GPIOA,&GPIO_InitStructure2);&&&&/************定时器基本配置***************/&TIM_TimeBaseStructure.TIM_Period=720-1; // 自动重装载寄存器的值&&TIM_TimeBaseStructure.TIM_Prescaler=0; // 时钟预分频数& TIM_TimeBaseStructure.TIM_ClockDivision=TIM_CKD_DIV1; // 采样分频& TIM_TimeBaseStructure.TIM_CounterMode=TIM_CounterMode_CenterAligned3;//中央对齐计数& TIM_TimeBaseStructure.TIM_RepetitionCounter=0;//重复寄存器，用于自动更新pwm占空比& TIM_TimeBaseInit(TIM3, &TIM_TimeBaseStructure);&&/**************pwm通道1输出配置*************/&TIM_OCInitStructure.TIM_OCMode=TIM_OCMode_PWM1;&&&& //设置为pwm1输出模式& TIM_OCInitStructure.TIM_Pulse=200;&&&&&&&&&&&&&&&& //设置占空比时间& TIM_OCInitStructure.TIM_OCPolarity=TIM_OCPolarity_Low;&&&& &&&&//设置输出极性& TIM_OCInitStructure.TIM_OutputState=TIM_OutputState_Enable;&&&&//使能该通道输出//&&&&//下面几个参数是高级定时器才会用到//&&&&TIM_OCInitStructure.TIM_OCNPolarity=TIM_OCNPolarity_L&&&&//设置互补端输出极性//&&&&TIM_OCInitStructure.TIM_OutputNState=TIM_OutputNState_E//使能互补端输出//&&&&TIM_OCInitStructure.TIM_OCIdleState=TIM_OCIdleState_S&&&&//死区后输出状态//&&&&TIM_OCInitStructure.TIM_OCNIdleState=TIM_OCNIdleState_S//死区后互补端输出状态
TIM_OC1Init(TIM3,&TIM_OCInitStructure);&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& //按照指定参数初始化&&&&/**************pwm通道2输出配置*************/& TIM_OCInitStructure.TIM_OCMode=TIM_OCMode_PWM2;&&&& //设置为pwm1输出模式& TIM_OCInitStructure.TIM_Pulse=520;&&&&&&&&&&&&&&&& //设置占空比时间& TIM_OCInitStructure.TIM_OCPolarity=TIM_OCPolarity_Low;&&&& &&&&//设置输出极性& TIM_OCInitStructure.TIM_OutputState=TIM_OutputState_Enable;&&&&//使能该通道输出& TIM_OC2Init(TIM3,&TIM_OCInitStructure);&&&&TIM_OC1PreloadConfig(TIM3, TIM_OCPreload_Enable); //使能TIMx在CCR1上的预装载寄存器&&TIM_ARRPreloadConfig(TIM3, ENABLE); //使能TIMx在ARR上的预装载寄存器&&TIM_Cmd(TIM3,ENABLE);&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& //打开TIM2& TIM_CtrlPWMOutputs(TIM3, ENABLE);&&&&&&&&&&&&&&&& //pwm输出使能，一定要记得打开&/span&
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一个应该不行吧，至少得两个，上官网找找资料，这方面资料很多的。
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申请/专利权人：
公开/公告号：CNA
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【说明书】：
请参阅图4，双向隔离DC-DC变换器的主拓扑以及控制回路，包括全桥电路，主变压器，推挽输出，电流采样电路，电压采样电路，调理电路，主控器。采样电路采集电路的电压值和电流值经调理电路将压值输入到控制器的AD端口，控制器的AD模块将压值转变为数字U0、IL、UDC,U0、IL、UDC经主控器进行调整得U*＝UO/UO_MAX、I*＝IL/IL_MAX。电压值U*与给定值UO*相减得误差e(k)，再输入电压PI环的输入端,得出电流的给定值IL*,电流值IL*与反馈值I*相减得误差e1(k)，再输入电流PI环的输入端，得到双向隔离DC-DC变换器该时刻的占空比值D(k)；对变换器当前直流电压udc(k)进行采样，并将udc(k)与最大允许直流电压Udc_max采用等式u*(k)＝u′dc(k)/Udc_max进行标幺化,如果k为偶数则有u′dc(k)＝udc(k)，否则u′dc(k)＝-udc(k)；利用下式计算当前驱动信号宽度和变换器直流电压标幺值乘积的累积量：Sum(k)＝Sum(k-1)+u*(k)*D(k)如果k为奇数则不进行|Sum(k)|＜Δ的判断，否则执行是否|Sum(k)|＜Δ的判断，其中Δ为设定的累积量误差值，如|Sum(k)|＜Δ成立，则D(k)不作调整；如Sum(k)＞Δ，则执行D(k)＝D(k)-ΔD和D′(k)＝D(k)+ΔD；如Sum(k)＜-Δ，则执行D(k)＝D(k)+ΔD和D′(k)＝D(k)-ΔD；其中ΔD为用于占空比微调的占空比增量；运用等式B(k)＝UMD′(k)/2和A(k)＝UM-UMD(k)/2，产生比较值A(k)和B(k)，其中UM为三角波的计数峰值；如图5所示，利用定时器将比较值A(k)转化为双向隔离DC-DC变换器高压侧功率管Q1和Q4的驱动信号PWMA，利用定时器将比较值B(k)转化为与PWMA相位相差180度的驱动信号PWMB，并加于功率管Q2和Q3；主控器形成与PWMA和PWMB占空比分别相同、频率分别相等的双向隔离DC-DC变换器低压侧功率管Q5和Q6驱动信号PWMC和PWMD；变换器BOOST模式运行时，控制量计算模块输出与给定作比较，经过控制回路，产生控制量占空比D1(k)，通过如上调制方法调制并得到新的D1(k)，控制器利用三角波比较法，产生占空比为的INVPWMC信号，同时产生与INVPWMC同频、同占空比、相位相差180°的INVPWMD信号；INVPWMC、INVPWMD分别加于变压器副边Q5、Q6的MOS管驱动输入端，变压器原边的MOS管驱动输入保持为零。在本实施例中，本发明实施例提供的一种双向隔离DC-DC变换器的脉冲宽度调制的获取单元包括：图4中主控器的AD模块和PI模块；本发明实施例提供的一种双向隔离DC-DC变换器的脉冲宽度调制的第一计算单元为图4中主控器的误差累计模块；本发明实施例提供的一种双向隔离DC-DC变换器的脉冲宽度调制的第二计算单元为图4中主控器中两个加法器组成的电路，其中一个加法器与PI模块连接，另一个加法器与PWM调制模块连接；图4中PWM模块包括：本发明实施例提供的一种双向隔离DC-DC变换器的脉冲宽度调制的转化单元、设置单元。所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
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高智&让创新无法想象2000万件&专利数据直流调速--改变PWM的占空比 -- 博宇工控 -- 工控网博客
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电动小车的电机驱动及控制(转载)
华中科技大学大学生电工电子科技创新中心 邱国普 杨立 张立
一个电动小车整体的运行性能，首 先取决于它的电池系统和电机驱动系统。 电动小车的驱动系统一般由控制器、功率变换器及电动机三个主要部分组成。 电动小车的驱动不但要求电机驱动系统 具有高转矩重量比、宽调速范围、高可靠 性，而且电机的转矩-转速特性受电源功 率的影响，这就要求驱动具有尽可能宽 的高效率区。我们所使用的电机一般为 直流电机，主要用到永磁直流电机、伺服 电机及步进电机三种。直流电机的控制 很简单，性能出众，直流电源也容易实 现。本文即主要介绍这种直流电机的驱 动及控制。
1．H 型桥式驱动电路
直流电机驱动电路使用最广泛的就 是H型全桥式电路，这种驱动电路可以 很方便实现直流电机的四象限运行，分 别对应正转、正转制动、反转、反转制动。 它的基本原理图如图1所示。 全桥式驱动电路的4只开关管都工 作在斩波状态，S1、S2为一组，S3、S4 为另一组，两组的状态互补，一组导通则 另一组必须关断。当S1、S2导通时，S3、 S4关断，电机两端加正向电压，可以实 现电机的正转或反转制动；当S3、S4导 通时，S1、S2关断，电机两端为反向电 压，电机反转或正转制动。
在小车动作的过程中，我们要不断 地使电机在四个象限之间切换，即在正 转和反转之间切换，也就是在S1、S2导 通且S3、S4关断，到S1、S2关断且S3、 S4导通，这两种状态之间转换。在这种 情况下，理论上要求两组控制信号完全 互补，但是，由于实际的开关器件都存在 开通和关断时间，绝对的互补控制逻辑 必然导致上下桥臂直通短路，比如在上 桥臂关断的过程中，下桥臂导通了。这个过程可用图2说明。
因此，为了避免直通 短路且保证各个开关管动作之间的协同 性和同步性，两组控制信号在理论上要 求互为倒相的逻辑关系，而实际上却必须相差一个足够的死区时间，这个矫正过程既可以通过硬件实现，即在上下桥 臂的两组控制信号之间增加延时，也可 以通过软件实现（具体方法参看后文）。驱动电流不仅可以通过主开关管流通，而且还可以通过续流二极管流通。当电机处于制动状态时，电机便工作在发电状态，转子电流必须通过续流二极管流通，否则电机就会发热，严重时烧毁。开关管的选择对驱动电路的影响很大，开关管的选择宜遵循以下原则：(1)由于驱动电路是功率输出，要求开关管输出功率较大；(2)开关管的开通 和关断时间应尽可能小；(3)小车使用的电源电压不高，因此开关管的饱和压降应该尽量低。在实际制作中，我们选用大功率达林顿管TIP122或场效应管IRF530，效果都还不错，为了使电路简化，建议使用集成有桥式电路的电机专用驱动芯片，如L298、LMD18200，性能比较稳定可靠。由于电机在正常工作时对电源的干扰很大，如果只用一组电源时会影响单片机的正常工作，所以我们选用双电源供电。一组 5V给单片机和控制电路供电， 另外一组9V给电机供电。在控制部分和电机驱动部分之间用光耦隔开，以免影响控制部分电源的品质，并在达林顿管的基极加三极管驱动，可以给达林顿管提供足 够大的基极电流。图3所示为采用TIP122的驱动电机电路，IOB8口为“0”，IOB9口输入PWM波时，电机正转，通过 改变PWM的占空比可以调节电机的速度。而当IOB9口为“0”，IOB8口输入PWM 波时，电机反转，同样通过改变PWM的占空比来调节电机的速度。
图4为采用内部集成有两个桥式电 路的专用芯片L298所组成的电机驱动电路。驱动芯片L298是驱动二相和四相步进电机的专用芯片，我们利用它内部的 桥式电路来驱动直流电机，这种方法有一系列的优点。每一组PWM波用来控制一个电机的速度，而另外两个I/O口可以控制电机的正反转，控制比较简单，电路 也很简单，一个芯片内包含有8个功率管，这样简化了电路的复杂性，如图所示IOB10、IOB11控制第一个电机的方向，IOB8输入的PWM控制第一个 电机的速度；IOB12、IOB13控制第二个电机的方向，IOB9输入的PWM控制第二个电机的速度。
LMD18200是美国国家半导体公司推出的专用于直流电动机驱动的H桥组件，同一芯片上集成有CMOS控制电路和DMOS功率器件。此种芯片瞬间驱动电 流可达6A，正常工作电流可达3A，具有很强的驱动能力，无“shot-through”电流，而且此种芯片内部还具有过流保护的测量电路，只需要在 LMD18200的8脚输出端测出电压和给定的电压比较即可保护电路过流，从而实现电路的过流保护功能。由LMD18200组成的电机驱动电路如图5所 示。LMD18200的5脚为PWM 波输入端，通过改变PWM的占空比就可调节电机的速度，改变3脚的高低电平即可控制电机的正反转。此电路和以上几种驱动电路比较具有明显的优点，驱动功率 大，稳定性好，实现方便，安全可靠。
2 ．P W M 控制
PWM（脉冲宽度调制）控制，通常 配合桥式驱动电路实现直流电机调速， 非常简单，且调速范围大，它的原理就 是直流斩波原理。如图1所示，若S3、S4 关断，S1、S2受PWM控制，假设高电平 导通，忽略开关管损耗，则在一个周期 内的导通时间为t，周期为T，波形如图 6，则电机两端的平均电压为： U=Vcc t/ T=αVcc ，其中，α=t/T称为占空比，Vcc为电源电压（电源电压减去两个开关 管的饱和压降）。
电机的转速与电机两端的电压成比例，而电机两端的电压与控制波形的占空比成正比，因此电机的速度与占空比成比例，占空比越大，电机转得越快，当占空比α＝1时，电机转速最大。PWM控制波形的实现可以通过模拟 电路或数字电路实现，例如用555搭成的触发电路，但是，这种电路的占空比不能自动调节，不能用于自动控制小车的调 速。而目前使用的大多数单片机都可以直接输出这种PWM波形，或通过时序模拟输出，最适合小车的调速。我们使用的是凌阳公司的SPCE061单片机，它是 16位单片机，频率最高达到49MHz，可提供2路PWM 直接输出，频率可调，占空比16级可调，控制电机的调速范围大，使用方便。SPCE061单片机有32个I/O口， 内部设有2个独立的计数器，完全可以模拟任意频率、占空比随意调节的PWM信号输出，用以控制电机调速。在实际制作过程中，我们认为控制信号的频率不需要太高，一般在400Hz以下为宜，占空比16级调节也完全可以满足调速要求，并且在小车行进的过程中，占 空比不应该太高，在直线前进和转弯 的时候应该区别对待。若车速太快，则在 转弯的时候，方向不易控制；而车速太慢，则很浪费时间。这时图6可以根据具体情况慢慢调节。在2003年“简易智能电动车”的实际制作中，我们的小车驱动 信号的占空比一般在8/16以下。
3．通过软件避免直通短路
从前面的分析可知，桥式驱动电路中，由于开关管有开通和关断时间，因此存在上下桥臂直通 短路的问题。直通短路的存在，容易使开关管发热，严重时烧毁开关管，同时也增加了开关管的能量损耗，浪费了小车宝贵的能量。由于现在的许多集成驱动芯片内 部已经内置了死区保护（如LMD18200），这里主要介绍的是利用开关管等分立元件以及没有死区保护的集成芯片制作驱动电路时增加死区的方法。死区时间的问题，只有在正转变为反转的时候才存在，而在正转启动或反转启动的时候并没有，因此不需要修正。如果开关 管的开通和关断时间非常小，或者在硬件电路中增加延时环节，都可以降低开关管的损耗和发热。当然，通过软件避免直通短路是最好的办法，它的操作简单，控制 灵活。通过软件实现死区时间，就是在突然换向的时候，插入一个延时的环节，待开关管关断之后，再开通应该开通的开关管。图7为利用软件修正死区时间的流程 图，在开关管每次换向的时候，不立即进行方向的切换，而是先使开关管关断一段时间，使其完全关断后再换向打开另外的开关管。这个关断时间由单片机软件延时 实现。
以上主要分析了电机的全桥式驱动电路，这是直流电机调速使用最多的调速方法。目前市场上 有很多种电机驱动的集成电路，效率高，电路简单，使用也比较广泛，但是其驱动方法大多与全桥式驱动一样。PWM控制方法配合桥式驱动电路，是目前直流电机 调速最普遍的方法。
脉宽调制（PWM）：在输出电压每半个周期内，把输出电压的波形分成若干个脉冲波，由于输出电压的平均值与脉冲的占空比（脉冲的宽度除以脉冲的周期称为占空比）成正比，所以在调节频率的同时，不改变脉冲电压幅度的大小，而是改变脉冲的占空比，可以实现变频也变压的效果。这种方法称为PWM（Pule Width Modulation）调制，PWM调制可以直接在逆变器中完成电压与频率的同时变化，控制电路比较简单。由于PWM调制输出的电压波形和电流波形都是非正弦波，具有许多高次谐波成分，这样就使得输入到电机的能量不能得以充分选用，增加了损耗。为了使输出的波形接近于正弦波，提出了正弦波脉宽调制（SPWM）。