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单项选择题 电路如试题3-21图所示，已知运算放大器的偏置电流，IIB=IBN=IBP，，为消除偏置电流对输出电压的影响，R2=（）。
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6高频功率放大器
6 高频功率放大器6.1 概述为了获得足够大的高频输出功率，也必须采用高频功率放大器。例如，绪论中所示发射机方框图的高频部分，由于在发射机里的振荡器所产生的高频振荡功率很小，因此在它后面要经过一系列的放大——缓冲级、中间放大级、未级功率放大级，获得足够的高频功率后，才能馈送到天线上辐射出去。这里所提到的放大级都属于高额功率放大器的范畴。由此可见，高频功率故大器是发送设备的重要组成部分。高频功率放大器和低额功率放大器的共同特点都是输出功率大和效率高。但由于二者的工作频率和相对频带宽度相差很大，就决定了它们之间有着根本的差异：低频功率放大器的工作频率低，但相对频带宽度却很宽。例如，自20至20000Hz，高低频率之比达1000倍。因此它们都是采用无调谐负载，如电阻、变压器等。高额功率放大器的工作频率高(由几百kHz一直到几百、几千甚至几万MIb)，但相对频带很窄，频宽越小。因此，高额功率放大器一般都采用选频网络作为负载回路。由于这后一特点，使得这两种放大器所选用的工作状态不同：低频功率放大器可工作于甲类、甲乙类或乙类(限于推挽电路)状态；高额功率放大器则一般都工作于丙类(某些特殊情况可工作于乙类)。近年来，宽频带发射机的各中间级还广泛采用一种新型的宽带高频功率放大器，它不采用选频网络作为负载回路，而是以频率响应很宽的传输线作负载。这样．它可以在很宽的范围内变换工作频率，而不必重新调谐。综上所述可见，高频功率放大器与低频功率放大器的共同之点是要求输出功率大，效率高；它们的不同之点则是二者的工作频频与相对频宽不同，因而负载网络与工作状态也不同。功率放大器按工作状态分类：?180o； AB（甲乙）类：导通角为
??90ooB（乙）类：导通角为??90o；
C（丙）类：导通角为??90 A（甲）类：导通角为?近年来双出现了D类、E类及S类等开关功率放大器乙类和丙类都适用于大功率工作。丙类工作状态的输出功率和效率是三种工作状态中最高者。高频功率放大器大多工作于丙类。但丙类放大器的电流波形失真太大，因而不能用于低频功率放大，只能用于采用调谐回路作为负载的谐振功率放大。由于调谐回路具有滤波能力，回路电流与电压仍然极近于正弦波形，失真很小。除了以上几种按电流流通角来分类的工作状态外，近年来，又有使电子器件工作于开关状态的丁类放大和戊类放大。丁类放大器的效率比丙类放大器的还高，理论上可达100%，但它的最高工作频率受到开关转换瞬间所产生的器件功耗(集电极耗散功率或阳极耗散功率)的限制。如果在电路上加以改进，使电子器件在通断转换瞬间的功耗尽量减小，则工作频率可以提高。这就是所谓戊类放大器。这两类放大器是晶体管高频功率放大器的新发展。尤其是戊类放大器，是1975年才出现的新型放大器，值得重视。由于高额功率放大器通常工作于丙类，属于非线性电路，因此不能用线性等效电路来分析。对它们的分析方法可以分为两大类广类是图解法．即利用电子器件的特性曲线来对它的工作状态进行计算；另一类是解析近似分折法，即将电子器件的特性曲线用某些近似解析式来表示，然后对放大器的工作状态进行分折计算。员常用的解析近似分折法是用折线段来表示电子器件的特性曲线，称为折线法。总的说来，图解法是从客观实际出发，计算结果比较准确，但对工作状态的分折不方便，手续较烦冗；折线近似法物理概念清楚，分析工作状态方便，但计算准确度较低。对于晶体管高频功率放大器工作状态的分析，远不如电子管高频功率放大器的理论那么成熟。因为内部的物理过程比电子管复杂得多，尤其是在高频大信号工作时，更是如此。因此，晶体管高额功率放大器工作状态的计算相当困难，有些地方就是直接采用与电子管类比的方法来讨论的。通常只进行定性分析与估算，再依靠实验调整到预期的状态。高频功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率。除此之外，输出中的谐波分量还应该尽量小，以免对其它频道产生于扰。如前所述，高频功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率，这是研究这种放大器时应抓住的主要矛盾。工作状态的选择就是由这主要矛盾决定的。可以这样说，在给定电子器件之后，为了获得高的输出功率与效率，应采用丙类工作状态。而允许采用丙类工作的先决条件，则是工作额率高、频带窄、允许采用调谐回路做负载。6.2 谐振功率放大器的工作原理晶体管的工作情况与频率有极密切的关系．通常可以把它的工作额率范围划分成如下三个区域： 低额区：f?0.5f?；
中频区：0.5f??f?0.2fT；
高额区：0.2fT?f?fT f?与fT的关系是：fT??f?晶体管在低频区工作时，可以不考虑它的等效电路中的电抗分量与渡越时间的影响，此时能用分析电子高频功率放大器相类似的方法来分析计算晶体管电路，内容比较成熟。中频区的分析计算要考虑晶体管各个结电容的作用。高频区则需进一步考虑电极引线电感的作用。因此，中频区和高频区的严格分析与计算是相当因难的。本书将从低频区来说明晶体管高频功率放大器的工作原理。在6．4节再对晶体管在中频与高频区工作时的特点，进行定性的说明。6.2.1 获得高效率所需要的条件从“低频电子线路”课程我们已经知道，不论是晶体管放大器还是电子管放大器，它们的作用原理都是利用输入到基扳(或栅极)的信号，来控制集电极(或阳极)的直流电源所供给的直流功率，使之转变为交流信号功率输出去。这种转换当然不可能是百分之百的，因为直流电源所供给的功率除了转变为交流输出功率的那一部分外，还有一部分功率以热能的形式捎耗在集电极(或阳极)上，成为集电极(阳极)耗散功率。为方便起见，下面只讨论晶体管电路，但所得结论同样适用于电子管电路。设
P?＝直流电源供给的直流功率， Po＝交流输出信号功率，
Pc＝集电极耗散功率。 那么，根据能量守恒定律应有：P?＝Po+ Pc，为了说明晶体管放大器的转换能力，采用集电极效率vc，其定义为：?c?Po/?Po?Pc?。由上式可以得出以下两点结论；（1）尽量降低集电极耗散功率Pc，集电极效率自然会提高。在给定P?时，晶体管的交流输出功率就会提高。由上面的式子可得：Po??cPc 1??c如果?c＝20%（甲类放大)，则由上式得(Po)l＝l／4Pc；如果?c＝75%(丙类放大)，则得到(Po)2＝3Pc”显然，(Po)2＝(Po)l。由此可见，对于给定的晶体管，在同样的集电极耗散Pc的条件下，当?c由20％提高到75％时，输出功率提高12倍。可见，提高效率对输出功率有极大的影响。这一概念是十分重要的。当然，这时输人直流功率也要相应地提高，才能在Pc不变的情况下，增加输出功率。如何减小集电极耗散呢?参看图1所示的高额功率放大器的基本电路。我们知道，在任一元件(呈电阻性)上的耗散功率等于通过该元件的电流与该元件两端电压的乘积。因此，晶体管的集电极耗散功率在任何瞬间总是等于瞬时集电极电压vc与瞬时集电极电流ic的乘积。如果使ic只有在vc最低的时候才能通过，那么，集电极耗散功率自然会大为减小。由此可见，要想获得高的集电极效率，放大器的集电极电流应该是脉冲状。当电流流通角小于180时，即为丙类工作状态，这时基极直流偏压VBB使基极处于反向偏置状态。对于如图所示的NPN型管来说，只有在激励信号vb为正值的一段时间(??c至??c)内才有集电极电流产生。1. 基本电路结构除电源和偏置电路外，主要由三个部分组成：大功率晶体管，能承受高电压，大电流， 一般工作时发射极反偏(C类)；输入激励电路：提供所需要电压；输入谐振回路：（1）滤波选频，(2)阻。抗匹配。 图6.2.1高额功率放大器的基本电路
图6.2.2 晶体管的转移特性曲线可以看出 2 工作原理分析：图2中，将晶体管的转移持性理想化为一条直线交横轴于VBZ，VBZ称为裁止电压或起始电压。硅管的VBZ＝0.4—0.6V，锗管的VBZ＝0.2—0.3V。由因可知，2?c是在一周期内的集电极电流流通角，因此，?c可称为半流通角或截止角(意即wt＝?c时，电流被截止)。为方便起见，以后将?c简称为通角。由图2可以看出（VBB取绝对值）：Vbmcos?c?VBZ?VBB
则：cos?c??VBZ?VBB?/Vbm必须强调指出，集电极电流ic虽然是脉冲状，包含很多谐波，失真很大，但由于在集电极电路内采用的是并联谐振回路(或其它形式的选频网络)，如使这并联回路谐振于基频，那么它对基频呈现很大的纯电阻性阻抗，而对谐波的阻抗则很小，可以看作短路，因此，并联谐振电路由于通过ic所产生的电位降vc也几乎只含有基频。这样，ic的失真虽然很大，但由于谐振回路的这种滤波作用，仍然能得到正弦波形的输出。2. 功率关系vB??VBB?Vbmcos?c，vC?VCC?Vcmcos?c且集电极电流脉冲可以分解为：ic?Ico?Icm1cos?t?Icm1cos?2t???Icmncos?nt?? 直流电源VCC供给的直流功率为：P＝＝Vcc*Ico由于回路对基额谐振，呈纯电阻Rp对其它谐波的阻抗很小，且呈容性．因此，只有基频电流与基频电压才能产生输出功率。此时，回路可吸取的基频功率为：Po＝0.5*Icm1*Vcm＝0.5Vcm2/Rp＝0.5*Icm12*Rp因此，所需要的回路阻抗Rp＝Vcm/Icm1＝（Vcc-vcmin）/Icm1＝Vcm2/2Po则，Pc＝P＝-Po，因此可得集电极效率为：?c?Po0.5VcmIcm1??0.5?g1??c? P?VCCIco??Vcm称为集电极电压利用率； VCCIcm1称为波形系数，是通角?c的函数，?c越小，g1??c?越大。 Icog1??c??上式说明?越大，?c越小，则?c效率越高。6.3 晶体管谐振功率放大器的折线近似分析法6.3.1 晶体管特性曲线以及其解析式所谓折线近似分析法．首先是要将电子器件的特性曲线理想化，每一条特性曲线用一条或几条直线(组成拆线)来代替。这样，就可以用简单的数学解析式宋代表电子器件的特性曲线。因而实际上只要知道解析式中的电子器件参数，就能进行计算，并不得要整套的特性曲线。这种计算比较简单，而且易于进行概括性的理论分析。它的缺点是准确度较低。但对于晶体管电路来说，目前还只能进行定性估算，因此只讨论折线近似法就行了。在对晶体管特性曲线进行折线化之前．必须说明，由于晶体管特性与温度的关系很密切，因此，以下的讨论都是假定在温度恒定的情况。此外，因为实际上员常用共发射极电路，所以以后的讨论 只限于共发射极组态。晶体管的静态特性曲线在折线法中主要用到的有两组：输出特性曲线与转移特性曲线。输出特性曲线是指基极电流(电压)恒定时，集电极电流与集电极电压的关系曲线。转移特性曲线是指集电极电压恒定时，集电极电流与基极电压的关系曲线。直线1将晶体管的工作区分为饱和区与放大区：在它的左方为饱和区，右方为放大区(当然，在靠近横轴处，ic为0，为截止区)。这一点在《低频电子线路)中已经讲过了。在高频功率放大器中，又常根据集电极电流是否进入饱和区，将它的工作状态分为三种；当放大器的集电极最大点电流在直线1的右方时，交流输出电压也较低，称为欠压工作状态：当集电极最大点电流进入直线1的左方饱和区时，交流输出电压较高，称为过压工作状态；当集电极最大点电流正好沼在直线l上时，称为临界工作状态。因此，直线1称为临界线。对于今后的分析来说，最重要的是表征这条临界线的方程。它是一条通过原点，斜率为gcr的直线。因此，临界线方程可写为
ic＝gcr*vc 图6.3.1晶体管输出特性及其理想化
图6.3.2 晶体管静态转移特性及其理想化由晶体管的转移特性曲线可以看出：当当VB?VBZ，ic?0，VB?VBZ，ic?gc?VB?VBZ?。gc??ic?VBE，是折线斜率。 uce?常数6.3.2 集电极余弦电流脉冲的分解当晶体管特性曲线理想化后，丙类工作状态的集电极电流脉冲是尖顶余弦脉冲。这适用于欠压或临界状态。如为过压状态，则电流波形为凹顶脉冲(理由见6．3—3节)。不论是哪种情况，这些电流都是周期性脉冲序列，可以用傅里叶级数求系数的方法，来求出它的直流、基波与各次谐波的数值。一个尖项余弦脉冲的主要参量是脉冲高度iCmax与通角这两个值，脉冲的形状便可完全确定。由于ic?gc?VB?VBZ?，VB?ub?VBB??VBB?Vbmcos?t，VC??VCC?Vcmcos?t，由于wt＝?c时，电流ic为0， ?c?cos?1??VBB?VBZ?/Vbm? ic?gc??VBB?Vbmcos?t?VBZ?，?ic?gc?Vbmcos?t?(VBB?VBZ)??gc?Vbmcos?t?Vbmcos?c??gcVbm?cos?t?cos?c? 又?当?t?0时，Icmax?gVbm?1?cos?c?，?gcUbm?Icmax，
1?cos?c尖顶余弦脉冲的数学表达式：ic?Icmaxcos?t?cos?c 1?cos?c若对ic分解为付里叶级数为：ic?Ico?Icm1cos?t?Icm1cos?2t???Icmncos?nt??其中各系数分别为：Ico1?2?Icmaxsin?c??ccos?c???icd(?t)???1?cos?c)?Icmax?0??c? ?1Icm1?2?Icmn1?2??c1?c?sin?ccos?cicos?td(?t)?I(?)?Icmax?1??c? cmax???cc?1?cos?c?c?2sinn?ccos?c??ccosn?csin?c?icosn?td(?t)?i?)??Icmax?n??c? cmax?2???ccnn?11?cos?c???式中：(1) ?0??c?，?1??c?，…，?n??c?称为尖顶余弦脉冲的分解系数。一般可以根据?c的数值查表求出各分解系数的值。(2) Ico，Icm1，Icm2，…，Icmn为直流及基波和各次谐波振幅。t
图4 6.3.3 高频功率放大器的动态特性和负载特性高频功率故大器的工作状态取决于负载阻抗Rp和电压VCC、VBB、Vbm四个参数，如果电压维持不便，那么工作状态只取决于Rp，此时各种电流、输出电压、功率与效率等随Rp变化而变化的曲线，就叫负载特性(曲线)。所谓动态特性是和静态特性相对应而言的。我们知道，晶体管的静态特性是在集电极电路内没有负载阻抗的条件下获得的。图6.3.4 尖脉冲分解系数在考虑了负载的反作用后，所获得的vB、vC与ic的关系曲线就叫做动态特性(曲线)。最常用的是当vB、vC同时变化时，表示ic—vc关系的动态特性曲线(有时也叫负载线或工作路)。由于晶体管特性曲线实际上不是直线，因此，实际的动态特性曲线或工作路也不是直线。以下将证明，当晶体管静态特性曲线理想化为折线．而且放大器工作于负载回路谐振状态(即负载为纯电院性)时，动态特性曲线也是一条直线。输入端：VB??VBB?Vbmcos?t，输出端：VC?VCC?Vcmcos?tVC?vC,另外，iC?gc?vB?VBZ?
Vcm消去coswt，可得; VB??VBB?Vbm可得：ic－vc坐标平面上的动态特性曲线(负载线或工作路)方程：???Vbm??VC?vCVBB?VBZ?????iC?gc??V?V?V??gv?V?V()??gd?vC?VO? bmBZ?c?CCcm?BB???VcmVbm???Vcm???VO动态特性曲线在vC轴上的截距，且VO?VCC?Vcm(VBB?VBZ)?VCC?VCmcos?c， Vbm式中：cos?c??VBB?VBZ?/V图中示出动态特性曲线的斜率为负值，它的物理意义是：从负载方面看来，放大器相当于一个负电阻，办即它相当于交流电能发生器，可以输出电能至负载。 图6.3.5
ic-vc坐标平面上的动态特性曲线的作法与相应的ic波形动态特性直线的作法是：在vc轴上取B点，使OB＝Vo。从B作斜率为gd的直线BA。则BA为欠压状态的动态特性。作出动态线后，由它和静态特性曲线的相应交点，即可求出对应各种不同wt值的ic值，给出相应的ic脉冲波形。现在继续讨论ic—vc平面上的动态特性曲线问题。这里所说的动态特性曲线实际上也就是低颖放大器中的负载线。有些书中也叫它为工作路。它的斜率与负载阻抗有关。负载阻抗越大，亦即在它上面产生的交流输出电压Vcm越大,负载线的斜率。因此，放大器的工作状态随着负载的不同而变化。图7示出对应于各种不同负载阻抗值Rp的动态特性以及相应的集电极电流脉冲的波形。 图6.3.6 不同负载阻抗值Rp的动态特性以及相应的集电极电力脉冲波形（1） 动态特性曲线l代表Rp较小因而Vcm也较小的情形，称为欠压工作状态。它与vB＝vBmax静态性曲线的交点A1决定了集电极电流脉冲的高度。显然这时电流波形为尖顶余弦脉冲，如图所示。（2） 随着Rp的增加，动态线斜率逐渐减小，输出电压Vcm也逐渐增加。直到它与临界线OP、静态特性曲线vB＝vBmax相交于A2点时，放大器工作于临界状态。此时电流波形仍为尖顶余弦脉冲。（3） 负载阻抗Rp继续增加，输出电压进一步增大，即进入过压工作状态。动态线3就是这种情形。动态特性曲线穿过临界点后，电流将沿临界线下降，因此集电极电流脉冲成为凹顶状。动态线3与临界线的交点A4决定脉冲的高度。由动态特性曲线与静态特性曲线vB＝vBmax延长线的交点A3作垂线，交临界线于A5。A5的纵坐标即为电流脉冲下凹处的高度。由此可见，当VCC、VBB和Vbm等维持不变时，变动Rp会引起电流脉冲的变化，同时也就引起Vcm、Po与?等的变化。各个电流、电压、功率与效率等随Rp而变化的曲线就是负载特性曲线。负载特性曲线是高额功率放大器的重要特性之一。我们可以借助于动态特性与由此而产生的集电极电流脉冲波形的变化，来定性说明负载特性。 图6.3. 7 负载特性曲线三种工作状态的忧缺点综合如下：临界状态优点是输出功率最大，?c也较高，可以说是最佳作状态。该状态主要用于发射机末级。
过压状态的优点是，当负载阻抗变化时，输出电压比较乎稳；在弱过压时，效率可达最高，但输出功率有所下降。它常用于需要维持输出电压比较平稳的场合。例如发射机的中间放大级。欠压状态的输出功率与效率都比较低，且集电极耗散功率大．输出电压又不够稳定，因此一般较少采用。在某些场合，如基极调幅，就是利用改变VBB使电路工作于欠压状态，这将在下面讨论。6.3.5 工作状态的计算举例例6.3.1
有一个用硅NPN外延平面型高频功率管3DAl做成的谐振功率放大器，设己知VCC＝24v，Po＝2w，工作频率＝1MHz。试求它的能量关系。由晶体管手册已知其有关参效为：fT?70MHz，Ap?13dB，Icmax=750mA，VCE（sat）?1.5V，PCM=1W。解
1)由前面的讨论已知，工作状态最好选用临界状态。作为工程近似估算，可以认为此时集电极最小瞬时电压vcmin＝VCE（sat）＝1.5V。于是Vcm＝Vcc一vcmin＝24—1.5＝22.5V2)由式(6.2—l0)得：Rp=Vcm2/2Po=22.5*22.5/2/2=126.5?Icm1=Vcm/Rp=22.5/126.5=0.178A3）选取?c=70度，这a0（70）=0.253，a1（70）=0.4364）iCmax=Icm1/ a1（70）=0.178/0.436=0.408A<0.75A，没有超过安全电流范围。5）Ico= iCmax *a0（70）=0.408*0.253=0.103A6）P==VCC*Ico=24*0.103=2.472W7）Pc= P=-Po=2.472-2=0.472W<1W（PCM）8）?c=Po/ P==2/2.742=0.819）由功率增益：Ap=10lg（Po/Pi）=13dB，可得：Pi=Po/lg-1（1.3）=2/20W=0.1W以上估算的结果可作为调试依据。在结束本节时，必须再一次着重指出，折线近似计算法对于电子管高频放大器来说，是一个比较成熟的工程计算方法。这种方法比较简便，具有相当可靠的准确度。但对于晶体管来说，折线法只适用于工作频率低的场合。频率进入中频与高额区，便会由于晶体管的内部物理过程，使实际数值与计算数值有很大的不同。实际输出电流要小得多，而且有额外相移。因此，在晶体管电路中使用折线法时，必须注意这一点。下面我们就来讨论晶体管在高频运用时的一些特点。6.4 高频功率放大器的高频特性晶体管在高频大信号工作时，它的内部物理过程相当复杂。当频率升高时，晶体管的输出电流实际值减小，而且有额外的相移。产生上述现象的原因主要是少数载流子在基极扩散的渡越时间和结的势垒电容的影肩。通常在f?0.5f? (即进入中频区后)时，就要考虑上述因素的影响。 图6.4.1
在低频和高频工作时的发射圾电流脉冲波形左边是低频大信号丙类工作时的发射极电流脉冲波形，它的通角为?c，脉冲为尖顶余弦状(欠压或临界时)。随着工作频率升高到一定程度后．发射极电流出现了负脉冲，如右图所示，这负脉冲的高度I?。与宽度2?都随频率的升高而增加。这脉冲波形可用示波器来观察。严格计算这正、负脉冲各分量是困难的。但在工程计算允许的10％一15％误差范围内，正、负脉冲都可以认为是余弦脉冲。为什么发射极电流会出现负脉冲呢?这是由于少数载流子在基区渡越时间所引起的，或者说是由于在基区内的空间电荷储存效应所引起的。当发射极电压对于基极变成反向偏置(截止)时，在基区内储存的非平街少数载流子来不及扩散到集电极，又被这反向偏置所形成的电场重新推斥回发射极，形成了负脉冲。同时，主脉冲的高度也有些降低。此外，频率升高后，增加了通过发射结电容的电流，使基极电阻上电压降增大，因而结电压下降。结果减少了由发射极注入基区的载流子，也使主电流脉冲高度降低。通过大量的实验(从示波器上观察波形)证明，如果频率不超过手册上所给定的该型号晶体管的最高工作领率．并且工作于欠压或临界状态．则集电极电流波形实际上仍为尖顶余弦脉冲。只有在颇率的高端，脉冲顶部对于垂直轴才有点不对称，且振幅赂有下降。图6.4.2表示集电极电流ic脉冲与发射极电流iE脉冲的关系，以及由这二者之差所获得的基极电流iB的波形。集电极电流脉冲峰点落后于发射权电流脉冲峰点的角度?＝wt，这是由于非平衡少数载流子从发射极到集电极的平均渡越时间所引起的。集电极电流与发射扳电流几乎是同时产生的，直到基区储存的非平衡少载流子全部消失时，发射极反向电流下降到零，集电报电流才等于零。因而频率增高后，使集电极电流脉冲的通角加大，脉冲峰值幅度下降，峰点落后于发射极电流峰点。频率越高，上述现象就越严重。此外，频率越高，集电结电容的分流作用也越强。这些都导致有用负载电流的下降，因而使输出功率随之减小。总起来说，晶体管在高频工作时的一些特点如下：1)发射极电流出现负脉冲，而且主脉冲高度有所下降。2)发射结的有效激励电压小于外加激励电压，集电极电流成小，因而在实际调试时应适当加大外加激励电压与激励功率。3)集电极电流基波分量落后于激励电压，因此使输入与输出电压的相位不再符合图6.2.2所示的关系，而是有了附加相移。这一特点也要在调试放大器时加以考虑。4)基极电流直流分量减小，甚至可能出现反向直流电流。5)各极电流不能从晶体管的静态特性曲线求出，特别是基极电流更是如此，否则会产生很大的误差。因此在已句输出功率后，激励功率一般应从Pi＝Po/Ap的关系式求出。6.5 高频功率放大器的电路组成要想使高按功率放大器正常工作，晶体管各电极必须有相应的馈电电源。无论是集电极电路还是基极电路，它们的馈电方式都可以分为串联馈电与并联馈电两种基本形式。但无论是哪一种馈电方式，都应遵循下列几条基本组成原则：1)直流电流Ico是产生能量的源泉，它由VCC经管外电路输至集电极，应该是除了晶体管的内阻外，没有其它电阻消耗能量。因此要求管外电路对直流来说的等效电路如图6.5.1(a)所示。2)高频基波分量Icm1应通过负载回路，以产生所带要的高频输出功率。因此，Icm1只应在负载回路上产生电压降，其余的部分对于Icm1来说，都应该是短路的。所以，对于Icm1的等效电路应如 图6.5.1(b)所示。 图6.5.1
集电极电路对不同频率电流的等效电路3)高频谐波分量Icmn是“副产品”，不应消耗功率(倍频器除外)。因此管外电路对Icmn来说，应该尽可能接近于短路，如图6.5.l(c)所示。可以采用如图6.5.2所示的串联馈电与并联馈电两种电路，简称串馈与并馈。所谓串馈，就是说，电子器件、负载回路和直流电源三部分是串联起来的。所谓并馈，就是将这三部分并联起来。因6.5.2清楚示出这两种馈电方法。图中：LC是负载回路；L’是高频扼流圈，它对直流是短路的，但对高频则呈现很大的阻抗，可以认为是开路的，以阻止高频电流通过公用电源内阻产生高频能量损耗，特别是避免在各级之间由此而产生的寄生耦合；C’是高频旁路电容，C’’是电容，它们对高频应呈现很小的阻抗，相当于短路。加入这些附属元件L’ 、C’、C’’等的目的，就是为了使电路能满足上述组成电路的三条原则。隔阻元件L’、C’、C’’等都是为了使电路正常工作所必不可少的辅助元件。它们的数值祖工作频率范围而定，原则上应使L’的阻抗远大于回路阻抗Rp，C’与C’’的阻抗则应远小于Rp。 (a)串联
(b)并联图6.5.2
集电极电路的两种馈电形式VCC为什么不能和LC或是L’换一下位置，从工作原理来说，这样互换位置好像是可以的。但是从实际上来说，这样互换位置是绝对不许可的。这是由于电源VCC与“地”之间有一定的杂散电容，而且比较大。如果位置互换了，这些杂散电容将与负载回路并联，成为回路电容的一部分，它不但限制了电路所能工作的最高频率，而且由于杂散电容的不稳定，会引起电路的不稳定。因此，直流电源的一端必须接地，这可以说是电子线路馈电的一条基本原则。应该指出，所谓串馈或并馈，仅仅是指电路的结构形式而言。对于电压来说，无论是串馈或并馈，直流电压与交流电压总是串联的。对于基极电路来说，同样也有串馈与并馈两种形式。图6.5.3(a)是串馈电路，图(b)是并馈电路。图中，C’为高频旁路电容，C’’为隔直电容，L’为高频扼流圈。在实际电路中，工作频率较低或工作额带较宽的功率放大器往往采用互感耦合，可采用图(6.5.3)的形式。对于甚高频段的功率放大器，由于采用电容耦合比较方便，所以几乎都是用图(b)的馈电形式。 （a）串馈
（b）并馈图6．.5.3
基极馈电的两种形式在以上的电路中，偏置电压VBB都用电池的形式来表示。实际上，VBB单独用电池供给是不方便的，因而常采用以下的方法来产生VBB，如图6.5.4。图中(a)、(6)是并馈，(c)是串馈。高频电子线路教案
第六章 高频功率放大器 （a）
（c）图6.5.4
几种常用的产生基极偏压的方法有星号标注★的为重点内容，希望掌握 百度搜索“就爱阅读”,专业资料,生活学习,尽在就爱阅读网92to.com,您的在线图书馆
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