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单片机课程设计报告 开关稳压电源
单片机课程设计报告 开关稳压电源，共16页，4324字
方案设计与论证---------------------------------------------------------2
1.1 总体设计方案与比较--------------------------------------------------2
二 电路设计及参数计算-----------------------------------------------------2
2.1DC_DC转换-----------------------------------------------------------3
2.2控制电路设计--------------------------------------------------——---5
2.3 保护电路设计-------------------------------------------------------6
2.4 软件设计------------------------------------------------——---------6
三 测试方法与数据------------------------------------------------------------6
3.1电压纹波的测量---------------------------------------------——------6
3.2 电压调整率的测量----------------------------------------------------6
3.3 负载调整率的测量----------------------------------------------------6
3.4 DC-DC变换器的效率测量----------------------------------------------7
四 测试结果分析------------------------------------------------------------7
仪器仪表------------------------------------------------------------------7
参考文献------------------------------------------------------------——--7
附录一：总电路图--------------------------------------------------------8
附录二：单片机控制电路框图--------------------------------------------8
附录三：UC3842引脚、各个功能及内部结构----------------------------9
附录四：拓扑结构升压电路基本波形-------------------------------------9
附录五：控制电路图----------------------------------------------------10
保护电路图----------------------------------------------------10
附录七 程序总流程图---------------------------------------------------10
附录八 中断流程图-----------------------------------------------------11
附录九 程序清单-------------------------------------------------------12
附录十 单片机最小系统-------------------------------------------------15
附录十一 矩阵键盘------------------------------------------——-------15
附录十二 电源整流滤波-------------------------------------------------15
附录十三 CD4051引脚图-------------------------------------------------15
摘要：本设计采用AT89C51为开关稳压电源的控制、显示和输出检测核心，实现了30V～37V可调电压输出。系统的显示部分采用液晶显示实时电压值；控制部分通过单片机键盘输入预置值，然后由I/O口输入多路选择开关CD4051选择相应的值输出；DC-DC控制模块主要由UC3842、MAX4080及相关外围电路组成；同时单片机控制继电器组成了过流保护电路。电源部分由隔离变压器与整流滤波电路组成，而LM7805组成了+5V的辅助电源。
关键字：DC-DC变换
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单片机课程设计报告 开关稳压电源
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电子电路设计总结
电子电路设计总结一、 接地与布线1.1 单元内部的接地在这里， “单元”可以定义为一个单一的电路板或者是一组电路板，并且这些电路板又 通过导线连接到一个公共外壳上的所谓“本地”接地点上，例如，电源地的接入点。在图 1-1 中给出了这样的示例。我们假设 PBCl(印制电路板)中包含有信号整形电路，PCB2 中包 含有一 个用于信号处理的微处理器， PCB3 包含有一个大电流的输出驱动， 而 例如为继电器 和指示灯提供驱动。也许你会将这些功能设计在一块电路板上，但是，如果将这些功能分开 来考虑。那么，从原理上讲，这样的设计将会更容易被接受和采纳。电源供给单元(PSU)为 前面的两个电路板提供了一个低电压的供电电源，并为输出电路板提供了一个大功率的电 源。这是一个相当普通的系统设计，下面将从图 1-1 出发，来讨论一下什么是好的和不好的 设计方案。 （噪声和干扰大多来自地，所以良好的地设计是系统设计的关键）图 1-1 典型的内部连接单元的布线方案 L 表示火线，N 表示零线，E 表示地线连接到大地（安全地） ，是设备外壳连接到大地的 “地” 而指定 5V、 12V 或 2.5V 供电时， 。 负 他们的电压都是相对于零线（电压为 0）来说的。1.2 机壳地首先， 要注意到在这里的连接都是只连接到金属机壳或外壳的一个点上。 所有需要连接 到机壳的导线都引到了这个点上， 这个点应该是一个为这一目的而设置的金属接线柱。 这个 连接可以是主电源的安全地(在后续内容中有更详尽的讨论)即 0V 电源地线，以及任何可能 需要的屏蔽和过滤的连接， 包括被电源自身所需要的屏蔽， 例如， 在变压器内部的静电屏蔽。 使用单一的机壳接地的目的是为了防止在机壳中出现循环的电流（然而，当需要使用 RF(射频)屏蔽或一个低电感接地，多点接地点可能就是必需的） 。如果使用多个接地点，即电流在 返回时有另外一个途径，则电流的一部分将流经机壳(如图 1-2 中所示);这部分电流的大小 将取决于与对频率非常敏感的阻抗比。这样，这些流经机壳的电流大小将很难被掌握，并且 它会随着电路结构的不同而不同， 因此， 这些电流会造成一些意想不到的、 令人厌烦的影响: 在对一个振荡和干扰进行全力跟踪了若干小时之后， 才发现当将一颗看上去无关紧要螺丝钉 再拧紧到机壳上时，问题竟然解决了。这些机壳上的连接点都会受到腐蚀的影响，因此单元 电路的性能会随时间而下降， 并且它们还将受到机壳材料表面氧化的影响。 如果在设计中使 用了多点机壳接地，那么，对机壳的电气结构就需要格外注意。图 1-2 带有多点接地的返回电流路径1.3 接地回路采用机壳单点连接的另外一个原因是防止机壳上的环流，当多点机壳连接与其他的地 线进行组合时，就会形成所谓的“地回路” ，这个回路会孕育出一个低频的电磁干扰。磁场 会在一个环形的、封闭的电路中，感应出一个感应电流。通常，这些磁场会出现在电源变压 器的附近， 它们不仅在常规的 50Hz(在美国是 60Hz)市电电源变压器和开关电源线圈处出现， 而且也在其他的一些电气设备周围出现， 如电源开关、 圆筒形状线圈和风扇等设备处。 此外， 外部的磁场也可能是经常存在的。 如果在输入电路中包含有一个地回路， 那么这个感应电压就会直接以串联的方式加入到 所需要的信号中，并且，在此之后就不可能再将这些感应信号从真正的信号中分离出来。要 解决这一问题的方法是: ◎通过只在一端进行接地，打开接地的环路。 ◎通过重新布置那些直接到接地点或机壳的线， 或者直接缩短这些线， 以减少封闭环的 面积。 ◎通过重新定位或重新调整己构成的环或干扰源的位置，以减少垂直于环路的磁通量。 ◎通过使用螺旋管形变压器代替传统变压器，以减少干扰源。1.4 电源回馈(电源地)在图 1-1 中，你可能会注意到输出电源的 OV 连接[OV(B)]是与[0V(A)]分隔开的，它只 在电源供给处连接在一起。假设考虑到布线的节省，不按照这个实践方案进行布线，而是采 用图 1-3 中所示的将 PCB3 和 PCB2 的 OV 接地线共用，那么，情况又会怎样呢? 现在，电源的返回电流Iov，是由来自内PSB/PCB3的电流和来自PSA/PCB2的电流所组成的， 它们共同使用同一长度的导线(或者是在单板的PCB系统中的同一条电路布线)。 这条 线会拥 有某个非零的阻抗， 由于讨论的是直流， 可以假设这一阻抗为Rs。 在原来的电路中它只是Iov （2） ，而由它所产生的电压为: Vs = Rs?Iov（2） 但是，在现在这个节省的电路中: Vs = Rs?(Iov（2） + Iov（3）)图 1-3 公共的电源地线 可见，这个电压是两块电路板电源回路电压的串联，因此削弱了实际的供电电压。 在这个等式中代人一些典型的数值: Iov（3）=1.2A 由于它是为一个大功率的电源输出电路供电，假设它的 VB+为 24V。 Iov（2） = 50mA 由于它是为一个微处理器及一些 CMOS 逻辑电路供电， 假设它的 VA+ 为 3.3 V。 现在假设，由于某种原因，电源与电路板之间有一段距离，而你也并没有在意在这中间 可能会出现问题，于是随便使用了一条室温电阻为0.2Ω ，7/0.2L的2m设备线。这时，电 压Vs将是:Vs = 0.2? (12 + 0.05) = 0.25 V 在其他因素造成电源电压所允许的公差或电压值降低之前，这个设备线上的电压就使PCB2 的电源供给电压下降到了3.05 V，小于3.3 V逻辑电路的工作下限。一个错误的线路连接就 会造成电路工作的异常!当然，这个0.25 V的电压降也需要从24 V的供电电压中减去， 但是 这只会造成这个电源大约1%的电压损耗，它对电路的正常工作不会产生太大的影响。不定负载如果在PCB3上1.2A的负载是一直不停地变化的， 假设有几个大电流的继电器在不同的时 间里不断切换，从全闭到全开，这样PCB2上的Vs电压降也将是随之变化的。比起恒定的电压 降，通常，这样的变化是非常有害的，因为它会在零线上形成噪声。这个影响可以造成处理 器工作的不稳定， 以及临界电压设定值的不断修改和产生导致继电器工作振荡的不可确定反 馈，或者是在音频电路中引发低频的“汽船声”振荡。 作为比较， 看一下应用在图1-1中的同样电路， 在那里使用了彼此独立的零线。 那么， 这 里需要考查两个电压降:3.3V供给的VS(A)和24V供给的VS(B)。VS(B)是由1.2A乘以0.2Ω 得的， 与前面有基本相同的值(0.24V)， 但这里它只需要从24V电源中减去。 S(A)是由50mA乘以0.2 而V Ω 得到的，即10mV，对于PCB2在3.3V上只造成了接近于OV的电压降，于是，它是可以忽略 的。所以，规则是:永远采用分设的电源地线，用不同的导线来分别承载由每个电源所提供 的电流(参见图1-4)。图1-4 连接电源地线的方式注意： 如果不同的电源使用了不同的零线连接(如图1-1中所示) ， 那么这个规则将容易 得到保证，但是如果不同的电源间设计了一个公共的零线，如上图所示，那么也要使用不同 的零线连接。对于聪明的设计者，在这些线路上所进行的额外投入，将永远是物有所值的。电源供给线同电源地线一样，这个规则也同样适用于电源线的配备，事实上,它要应用到任何一个 在不同电路板间共用相同电源连接的情况.假设在PCB3上的大电流负载也是由电源VA+的+5V 供给的，那么正确的连接方式是使用两条不同的电源供给线(参见图1-5)。图1-5 分开的电源供给线路 与使用分开的地线的原因相同:使用一条公用的电源供给线，会在电源电压上形成一个 公共的串联电压降，只是这里被加入到了电源供给线上，而不是地线上。它可能导致的故障 现象也是一样的，当然，由于在正常情况下你会选用更合适于电流传输的线路尺寸，上面给 出的例子在描述上会多少有些出入。 当一个较大的电流流经一个较长的导线时， 则需要一个 更低的线路电阻，即可采用更粗的传输导体。如果想要有效地控制这个电压降，那么，就需 要对给定导线的直径、 长度和流经电流的大小进行计算。 在上面示例中， 需要强调的要点是， 许多人在进行设计时，没有真正考虑过这个似乎是突然出现的电压降。导体的阻抗注意，在上面的示例和下面几页的讨论中，都默认地假设导线上的阻抗就只是它的电 阻。而事实上，现实中的导线都是有电感的，它就像电阻一样，不可避免地会在导线传送交 流电时产生影响，而且，这个影响会随着信号频率的增加而增加。一条长1 m的16/0.2设备 导线的电阻为38mΩ ，而它的自感为15uH。当4A的直流电流流过它时，将产生152mV的电压 降。当一个变化速率为4 A/μ s的交变电流流过它时，它将产生6V的电压降。请注意这里的 不同！1.5 输入信号接地在图1-1中，输入信号是直接连接到PCB1上的，注意，它并没有被连接到PCB外部的地。 为了详细说明这部分的内容， 图1-6(a)给出了对于双线单端输入连接的推荐方案， 将接地点 直接连接到放大器的参考点上。 对于单端输入， 确定其对地的参考点并不是一件轻松的工作， 这个点的选择会影响到输 入信号的质量，并可能影响到整个变压器的正常工作。只有正确地选择，才可以保证需要放 大的信号中不会有额外的信号通过公共线路上的阻抗串联地叠加进来。 图1-6(b)到图1-6(d) 以渐进的方式，给出了多个不正确输入的连接方式，在其中点X-X之间的阻抗就是一个输入 电流和其他电流会共同流经的阻抗，在这个共同的阻抗上会形成一个影响输入的干扰源。图1-6 输入信号接地从PCB上的其他点连接到零线缺乏对PCB布局的合理控制，是造成图1-6 (b)所示布局最常见的原因，这一情况更多地 会出现在使用自动布线软件来进行布局设计的电路中。大多数的CAD布局软件都是假定零线 为单一节点的， 并且假定可以根据需要将接地连接自由地引入到这条零线的任意一点上。 要 解决这个问题， 需要将每个指定的输入都当做一个分立的节点来进行处理， 然后再进行连接， 或者，在必要时对最终的布局进行全面的调整。在进行手工布局时，如果设计者和布局者之 间缺乏必要的沟通，那么设计的结果也极有可能犯同样的错误。在单元内部连接到零线图1-6(c)所示的布局经常出现在将输入连接器的一端不经意地连接到了电路的金属外 壳上，例如，在使用标准的BNC同轴连接器时，或者为节省连接器的成本而让分布在不同电 路板间的多个输入、输出或控制信号共享一个公共接地导体时。当输入信号很敏感时，这个 节省将会很不划算；如果你一定要使用BNC类型的连接器，那么，可能会导致多种不同的情况， 这些情况会因所使用的绝缘垫圈的类型不同而改变， 或者会因装配连接电缆方式不同而 发现变化，通常BNC的连接电缆是装配在金属环绕的绝缘安装板上的。顺便提一下，当将未 经绝缘处理的BNC头内部的同轴内芯连接到印制电路板上时，会将同轴电缆的外屏蔽和BNC 的外壳以及PCB的地线连接起来，从而会形成一个地回路(参见1.1.3节的内容) ，这是因为 同轴电缆的外层连接到了BNC的外壳和印制电路板的零线上。 只有当这个连接是 地电流惟一 流经的路径时，才不会有地回路问题。但是，在音频应用中，在采用这一方式时，需要仔细 考虑在同轴电缆内同时传送信号并承载返回电流，所可能产生的影响，因此，对于低频电路 来说，接地回路的设计也将是一个需要认真解决的问题。外部的地连接即使是不考虑那些可能出现的、最糟糕的接地设计，图19(d)所示的布局也是会经常遇 到 的。在这个设计中，不仅本单元内部的噪声信号会糯合到输入中，而且，某些外部电路 的地噪声也会被包含进来。本地保护地与特殊位置上电路中保护地之间的差值，在电源、工 作的频率点上可能会高达到50V，比如那些位于在电源、变电站附近的电路，通常在不同电 路的保护地之间差几个伏特是很常见的。 修正这种布局的惟一可以接受的方式是， 将输入信 号的地在单元外的远端地进行牢靠地连接， 并且最好使用如图1-6(e)中所示的差分放大器效 果会更好，因为对于小信号的放大，它通常是惟一的一种可行的解决方案，并且在任何情况 下对单端信号[参见图1-6(a)]来说， 它都是惟一符合逻辑的正确方法。 如果在设计中由于某 种原因，不能为输入信号提供一个单独返回到地的连接，那么，所设计的电路将会饱受来自 地干扰噪声的困扰。在图1-6(b)至图1-6( d)所示的所有方案中，如果输入信号比因接地而 引人的干扰信号大几个数量级，那么，这些电路都可以工作得很正常，在实际中的情况也经 常是这样的，这也就是它们会经常出现在实际应用电路中的原因。1.6 输出信号接地出于相反的原因，对于输出信号，也需要采用同样的设计策略。输出对外部干扰的反应 是不同的，输出是产生干扰的根源。在电子电路中，涉及输入和输出之间的干扰通常存在于 功率放大的部分， 由于输出电路的工作电流要比输入电路的电流大许多， 因此会产生某些不 希望的反馈。 输出对输入的间接耦合所形成的典型问题， 是输入到输出共享了一个公共的阻抗， 它与 前面讨论过的电源线上的公共阻抗问题是一样的。 在这个示例中， 输出电流的回路流经了 同 一个连接有输入信号返回路径的导体[参见图1-7(a) ]。图1-7 输出对输入的耦合 通过Rs被耦合的反馈机制被插入到这个电路中。假设这个放大器输入端的输入电压为 Vin，而实际的输入是: Vin'= Vin -(Iout? Rs) 参照放大器接地端重画这个电路[参见图1-7(b)]就可以将这个问题说明得更加清楚。 当 我们计算这个电路的增益时，其结果为: Vout/Vin= A/(1+[A? Rs/( RL + Rs)])如果表达式[A?Rs/(RL + Rs)]的取值小于-1时，上面所描述的电路将会进入到振荡状态。换言之，对于一个反相放大器，负载阻抗与公共阻 抗之比必须小于增益，这样才可以保证电路的稳定工作。即使电路工作在稳定状态，由于Rs 所引入的外部耦合会扰乱预期的结果。 需要注意的是， 上面的表达式的结果是随频率而变化 的，通常它会是一种复数的表达形 式，因此当频率升高时，响应结果将会是不可预料的。 注意， 这个结论虽然是应用于模拟系统中的(如在音频放大器中)， 但是它对于存在有输 入一输出增益的任何系统也都会适用。当然，它也同样可以被应用到数字系统中去，即那些 带有模拟输入和数字输出的系统。消除公共阻抗的影响完善的解决方案是通过认真地进行输入和输出接地布局来避免使用公共阻抗。我们已 经针对输入接地进行了讨论，输出的接地方案也是极为相似的:让输出接地直接指向输出电 流形成的位置，并保证在这中间没有其他的连接(或者，至少没有其他敏感的连接)。通常， 输出电流是来自于电源的供给， 因此， 最佳的解决方案是让这个电流直接返回到电源。 为此， 在图1-1中的PCB3布局中， 应该为大电流的输出设计一个独立的接地通道， 如图1-8(a)所示， 或者应该将这个大电流的输出端直接定位到电源的输出位置，旁路掉PCB3[参见1-8(b)]。图1-8 输出信号的返回线路 如果PCB3中只包含一个对Rs上电压不敏感的电路， 那么， 这里的第一个方案还是可以接 受的。 这样做的关键是预先设计出返回电流的流经途径， 并确保这样的设计不会影响到其他 电路的正常工作。要做到这一点，就需要了解任何一个公共连接上的交流和直流的阻抗，以 及它们的数量级、输出电流的带宽和可能会影响电路的敏感程度。1.7 板间接口信号还有一类我们没有讨论的信号， 就是那些位于单元电路之间， 从一个电路板到另一个电 路板之间流动的信号。 这些信号的代表， 通常是一些数字控制信号或者是一些已经被处理过 的模拟等级信号，因此，它们既不是可被地噪声干扰的弱信号，也不是由大电流所产生的大 功率信号。在设计它们流经的接地回路时，这些信号的影响是不能忽略的:但问题是，它们 究竟会产生什么样的影响呢? 通常情况下，这个答案是，不会产生什么影响。如果在板间信号线组中没有特意设计接 地回路，那么信号回路电流将必须流经电源输出的连接，因此，这个接口必须承载所有的接 地注入噪声Vn，这个噪声会沿这条线路而一直存在（参见图1-9）。但是如果接地方案是被 精心设计的，这种做法将不会影响到接口的正常工作。例如，将100mV的噪声以串连方式叠 加到噪声门限为1V的CMOS逻辑接口上，它不会产生什么影响。又如，将交流噪声加入到一个直流的模拟信号上，当在接口的输入端上设置有良好的过滤电路时，这种做法也是允许的。图1-9 板间接地噪声分割信号的返回路径当选择了长距离的接地路径时，它对接口会产生一些不良的影响。典型问题是： ◎那些有高速数字信号通过的位置，并同时在地回路上存在有过大的电感，这是，当 有信号发生跃变就会产生阻尼振荡。 ◎当传输有一定精度要求的模拟信号时， 这些信号将不能允许有噪声或低电压的直流差 分干扰的存在。 如果通过为特定信号使用一个本地的板间地线来解决这些问题， 那么， 就要承担为电源 回路电流提供了可替换路径的风险， 这样做会丧失采用本地地线连接的意义。 电源回路电流 的一部分将会流经这个本地链路（参见图1-10），流经本地链路的电流，其比例取决相关的 阻抗值，如果是这样只有放弃这一修改。图1-10 电路返回电流流经板间链路 如果确实需要这个本地的信号回路， 而不担心地回路电流的影响， 那么将有两件事是需 要考虑的： ◎将接口输入侧的接地回路与这个PCB板的其他部分的接地线分开设置 （参见图1-11） 。 这有助于消除板内位于输入缓冲后部的接地噪声的连接点， 而这样的结果也是所需要 的。这个设计方案使用了X-X间的小阻抗作为“阻塞”电阻。这个电阻可以防止直流 的接地电流经过， 因为相对于正确的接地路径它的阻抗比较高， 并且它也可以高效地 连接输入缓冲到它的上一级在高频处的接地点， 并可以阻止因板间链路的断开而引起 的回流。图 1-11 分割接地返回路径 ◎在这个接口上可以使用不同的连接（如差分信号传输）。目前，这些信号电流都是对 称的，并且也不需要一个接地回路；任何接地噪声都被以共模的方式接入，并且由输 入缓冲所抵偿。 这个技术同样适用于那些必须传输一定距离的高速信号或弱信号， 当 然将它应用在板间设计中也是可以应用的。1.8 星－点接地所谓“星－点”接地就是所有的接地回路都连接到这一点，如图1-1给出这个技术的一 个应用示范。这个设计也可以在PCB板布局上用于对本地的子接地点的设计。 不过，当有较少的连接时，这样的设计就非常有效。但是，当越来越多的连接被连接到 这个点上时，它就会显得非常零乱。1.9 单元间的接地连接当需要将几个单元进行互联的时候，没有一个接地的理论能够解决所有可能出现的问 题。这是因为在进行互联设计时，电路设计者不是受限于互联单元内部的接地方式，就是受 限于与安全相关的或与其他设计规则相关的实践要求， 从而不能给出一个面面俱到的接地设 计。 当需要通过一个(或多个)信号电缆将两个电源、输出单元连接起来的时候(参见图 1-12)，就会出现这样的问题，这是一个非常典型的情况。同时，这也是一个比较容易阐述 和演示的示例；而在实际的应用中，可能会因为需要连接更多的单元，或要求使用不同或完 全相反的接地方式，或需要应用额外的压接技术而更为复杂。 这里采用的设计与图1-9完全相似。由Vn表示的接地噪声通过电源接地导线耦合进来， 这个噪声是不可预料并且也是不可控制的。如果这两个单元被连接到同一个电源插座板上， 这个噪声可能会很小， 但绝不会是零， 由于某些噪声是由设备电源电缆内部相邻近的正在传 输和没有传输电流的导体简单地感应耦合而成。也不能因此而规定:它只能使用有一定距离 间隔的电源插座， 或者要求使用不同线路的电源来供电， 在这时接地连接路径将会更长并且 也会带来多个噪声的注入源。如同在1.5节中提到的那样，引人噪声的绝对值可以从很平稳 环境的几个毫伏到几伏，甚至是数十伏。这一噪声会以串联的方式叠加到信号的传输中。图1-12 通过电源的单元间接地连接 为了将每个单元中的多条信号地线连接在一起，通常会需要在同一个电缆中随信号设 计一条接地回路线，但是这样做会导致: ◎当前的噪声电流也会流经这条信号地，因此必须使接地回路的阻抗(Rs)比噪声源阻 抗小(通常都会是这样，但也不总是这样) ，否则接地注入噪声不会降低。◎创建一个接地循环回路(参见图1-13， 请比较1.1.3节中的内容) ， 这个回路会很大并 且面积不定， 同时还会包含多种磁场源， 因此它的感应接地电流将会形成很大的危害。图1-13 流经单个或多个电源保护地的接地循环回路切断接地链接如果信号电路会受到可预见的环境噪声的影响，那么必须要采取一些措施: ◎让某个单元悬空(不连接它的电源地)， 这样就可以切断在电源导线上的接地回路。 如 果设计中采用的是电池供电， 这一点就已经做到了， 事实上它也是使用电池供电装置 的一个好处。在安全级别I(己接大地)的市电供电设备上，这样做是不允许的，因为 它不符合安全保护的要求。 ◎正如前面为板间信号所推荐的方式， 可以通过不同的电路链接来传送信号。 虽然有的 信号并不需要为它设计接地回路， 但是为了防止可能在单元间存在有过大的接地电位 差，还是建议在单元间设计一个接地回路。这时，噪声会以共模的方式附加到有用信 号上，因此，需要通过抑制共模输入电路来减少噪声的影响，其大小可以达到所允许 的上限，通常它的幅度会达到几个伏特。 ◎将接口进行电气隔离。 这需要完全中断直接的电气连接， 并且将信号通过其他方式进 行传输，例如，使用变压器、光耦合器件或者光纤链路。采用这一方式可以允许在相 互通信的单元电路间， 存在有上百伏甚至更高的噪声， 噪声的幅度将仅受绝缘电压额 定值的限制；换句话说，这一方式对前面讨论过的、在有适度噪声环境中传输小幅度 的交流信号是很有帮助的， 特别是对于那些不能通过其他手段来有效地消除噪声的场 合。二、数字电路2．1未使用的门输入通常在一个封装内会剩下一些空闲的门或锁存器，或多输入门或锁存器(不会所有的输 入都使用)。所有这些未用的逻辑输入必须要置于一个固定的电压，或者为高或者为低，而 不应该悬空。悬空的输入端抗扰度极低，所以不应该把使用门的空闲输入端悬空，特别是锁 存器或触发器的输入端不应处于置位/清零， 那样对尖峰脉冲非常敏感。 图2-1用图示出几个 选择。 必须把所有未用的CMOS输入端或者连到Vcc或者接地。不管门是用还是不用，不允许任 何一个输入端悬空。这是因为CMOS的输入有一个非常高的阻抗，因此如果不连接，那么对任何一个电压都可能悬空，这个电压可能在门的阔值变换范围内D此处P沟道和N沟道输入的晶 体管正处于导通，这样会导致多余的电流泄漏进封装。由于缓冲门的高增益，门很可能达到 振荡，导致更高的泄漏电流。图2-1 连接未用的输入端 CMOS输入可以直接连到任一个电源域；只要电源不希望带有超过最大输入电压的噪声 尖峰脉冲，保护电阻就不需要了。2.2 接口2.2.1模数混合必须把模拟和数字电路集成在一个印制电路板上的设计人员面临的两个主要问题是: ?防止数字开关噪声污染模拟信号 ?较宽范围的模拟输入电压与数字电路的接口 由数字信号产生模拟信号通常不是问题。从模拟信号产生数字信号就是个问题了。接地噪声高频开关噪声无论如何都要防止进入模拟电路。模-数接口把一个可变的模拟信号量化 成一个数字字节， 字节的位数决定了信号获得的分辨能力。 假设电压范围的满度是从0-10 V， 一些模-数转换器(AC)的典型值就是这样，表2.1所示数字字节的 一比特变化相对应的电压 电平的值。 表2.1 10V满度的ADC不同字节长度对应的处理电压大小 字节长度 分辨电压 8比特 39mV 10比特 1mV 12比特 2.4mV 14比特 0.6mV 16比特 0.15mV 从中可以看出，接口要分辨的位数越多，每比特改变所需的电压越小。在ADC电路里，8 比特看做是普通的，12比特是较高的处理(0.025%)，16比特看做是高精度的。这些逐渐减少 的电平的意义在于祸合进模拟输入的任何噪声将引起数字不可预料的变化。 对于12比特的转 换器，转换器输入端的2.4mV的噪声将引起一比特的不稳定；对于16 比特将减少到150μ V。 相对照来说，在数字地线上的开关噪声通常为几十毫伏，通常的峰值为几百毫伏。如果噪声 耦合进转换器的输入端(输入必须防止地噪声)就不能采用比8-10比特更高精度的转换器。滤波这个问题的局部解决方案是使模拟信号的带宽低于噪声，以至于减少有效的噪声信号。 对慢变化的模拟信号来说， 这相当有道理， 特别是如果噪声进入发生在信号处理放大器的输 入端，那么带宽的限制就会影响最大。滤波是任何情况下，使外部噪声信号最小化比较好的 经验。 如果噪声进入ADC本身，对输入放大器滤波就没有用。对于快速ADC和宽带模拟信号，不 能随意采用这个方法，惟一可用的方法就是在源端就防止数字噪声的进入。隔离设计模-数接口采用的基本原则就是完全隔离电路，包括地。意思就是: ?隔离模拟和数字地，只连于一点。 ?电路的模拟和数字部分应物理上隔离，没有数字线与模拟部分交叉或反过来。这会使 电路间的串扰最小化。 正确评价来说， 不同的接地方案没有哪个是最好的， 因为电路总是穿过不同的接地区传 送信号。那么这些信号特别地面临外部和内部干扰的细微差别，或者事实上可能是这个原 因。应该总是努力根据带宽和敏感性设计低冒险的电路，或对所有的电路(模拟和数字的) 保证单个的接地系统， 在布线上特别注意， 要使在来自系统有噪声部分的接地噪声不会传播 到其他敏感部分。单板系统对单板系统和多板系统适合的接地方案如图2-2所示。 如果系统有单个的模一数转换器， 也许在几个模拟输入采用一个多路选择器， 那么在AC处的模拟和数字地之间的连接可以做成 如图2-2 (a)所示。这个方法要求模拟和数字电源回路任何地方都不能连在一 起，所以需要 两个分离的供电电源电路。 模拟和数字地尽管通常处于同样的电位， 但是它们必须看做完全 分离的印制线;那么围绕在数字地周围的不可避免的噪声电流就不会耦合进“干净”的模拟 地内了。数字地应是栅格的或地平面结构，然而模拟部分受益于单点接地系统，或本身有个 独立的地面。 千万不要延伸数字地到板上模拟部分， 因为这样从一个地到另一个地会有电容 耦合。图2-2 分离的模拟和数字地的布局2.2.2从模拟输入产生的数字电平当你想用一个变化的模拟电压产生一个开/关的数字信号时的首要原则(区别模-数转 换)是:总是采用比较器或施密特触发器门。不要把一个模拟信号直接送入普通的TTL或CMOS 门的输入端。 原因是普通的门没有定义输入电压的开关阙值。 不只是这个， 它们也是慢上升时间输入 的非常关键的因素。没有几个模拟输入信号有通常快于5V/us间的转换速率，要求从普通的逻辑门产生一个纯净的输出口对逻辑门采用慢模拟电压的结果如图2-3所示。 施密特触发器门， 或带有迟滞的比较器可以解决慢上升时间的问题。 施密特触发器门与 普通门具有相同的输出特性， 但是它含有以保证快速转换的输入迟滞现象。 施密特触发器件 的阀值，如74HC14，是在较宽的容差范围内规定的，所以不能克服实际开关位置的变化性。 当相对于高或低状态的模拟电平可以分别保持在VIH之上和VIL之下， 那么一个触发器就够了。 为了更加精确，希望使用一个带精确指定参考电压的比较器。图2-3 逻辑门慢速输入的影响 其次， 如果模拟电源线大于数字电源范围， 那么模拟信号直接连到逻辑输入将会给门造 成危险。甚至如果正常的信号范围在逻辑电源范围内，这也可能发生；不正常情况如开启或 关闭可能超过这个范围。当然，这也是施密特触发器门具有的问题。通常，输入由电源和接 地的箝位二极管进行保护， 但是其中的电流必须限制在一个安全的值， 所以输入的电阻串联 是有必要的。 更多限制输入电压的正确步骤， 如从与逻辑部分同一个电源电压运行模拟部分 (注意前面关于分离数字和模拟地的建议)是首先要考虑的。防止反冲开关输入从表面上看， 数字电路的开关输入肯定是接口里最容易的。 所有应该需要的是输入口或 门，一个上拉电阻和一个单极开关(参见图2-4)。尽管这个电路的确是工作的，但因为开关 的机电本性以及逻辑器件的速度，它趋于一个严重的问题。图2-4 触点反弹 当开关触点动作时，电流没有被简单触发或被中断。当触点接触或部分接触时，由于污 染，瞬间的接触电阻改变，由于材料的弹性，反向的表面可能“弹起”几倍远。导致开关的 边沿不规则，很容易由几个独立的边沿组成，遍布1ms典型的一个周期。通过在存储示波器 上观察图2-4的输入波形就可以证实这个现象。 当然，数字输入对每通过开关阀值的反应都非常快，因此，在端口或门设置稳态1或0 之前，每次开关动作都会看到几个转换。这对于电平敏感的输入可能不是问题，但是对诸如时钟输入的计数器或锁存器这类的边沿敏感元疑就是问题了。开关输入产生的计数电路误 触发通常由此引起。 对触点反弹的简单的解决办法就是用RC网络对逻辑输入过滤[参见图2-5(a)]RC时间常 数必须明显大于反弹周期以有效地削弱接触噪声。 这对引人的冲击或RF干扰有特别的保护作 用，但是它需要额外的分立元件，同时要求逻辑输入必须是施密特触发器类型,因为输入的 上升时间有意地减慢了。 如果开关输入可以快速地改变状态,足够长以解决反弹的RC时间常数将减慢不希望的开 关响应。可以用两种方式解决: 图2-5(b)的R-S锁存器，要求转向开关而不是单掷开关，或 一个软件或硬件实现延迟。图2-5(c)所示的为硬件延迟，采用连续时钟移位寄存器和“或” 门以有效地对反弹“加窗”。适当的调整延迟以适应反弹的周期。这两个解决方法更适于用 半定制的逻辑阵列或ASIC实现，其中额外的逻辑开销是很少的。图2-5 开关防止反弹的电路2.2.3保护防止外部施加的过压外部获得的逻辑输入和输出一定会在系统工作的某个时间达到过压。 在这方面， 原则应 该是，如果它可以发生，它肯定会发生。由于板或外部设备的误接，或由于内部的静态产生 过压。 后者对具有高阻抗的CMOS输入是个特别的威胁， 但是大量静电放电的影响也可能对其 他的逻辑系列是致命的危险。 逻辑信号线上的过压有三个主要的后果: ?由于镀金金属线的破裂或硅的破坏对器件直接破坏 ?当过压没有足够的能量立即破坏器件时，器件的特性逐渐降低 ?上锁，可能由短暂过压后的多余的电源电流引起的危险 现代含有保护的系列逻辑器件是在输入和输出之间采用对电源线设置箝位二极管的方式，但是这些二极管的电流控制能力被限制了，因此由于必须限制过压，使用了误电流。采 用图2-6的方法可以较好地实现。 外部的箝位二极管被用来获得大部分的输入过载电流，并把它转移给Vcc或0V线；如果 IC的内部二极管由于正向电压与外部二极管正向电压相比仍获得太多的电流， 就需要虚线表 示的电阻。 电源上下限的值将获得额外的输入电流， 因此必须具有足够低的阻抗以通过电流 的汇集保证不受影响。 这可以称为控制器原理的研究， 或额外的箝位二极管用于电源线与本 地接口。在本身没有外部箝位二极管时，串联电阻Rs可能是足够的，特别在输入部分，可用 它们限制IC的内部二极管可以控制的电流。图2-6 逻辑门IO保护三、 实际电路设计在实际电路设计中，有许多种电路设计，它们有着自己的实现功能。按功能分类：有电 源转换电路 （交流或直流） 、升压电路、 降压电路和恒压输出电路；对信号处理有检波电路、 叠加直流电平电路、去直流电平电平电路、整流电路、取样电路、半幅/全幅转换电路、各 种滤波电路（高通、带通和低通）、调制电路、解调电路、放大电路、衰减电路、频合/频 分电路和功合/功分电路；信号转换有电压转换电路、电流转换电压电路、信号电平转换电 路（如TTL电平转CMOS电平）、模拟信号转换为数字信号、数字信号转换为模拟信号；驱动 电路有电压驱动电路、电流驱动电路、数字驱动模拟电路。信号产生电路有振荡电路、各种 波形产生电路及转换电路。 以下通过实例来讲解各个部分电路工作原理和其设计特点。3.1 电子日光灯设计与制作3.1.1 电路结构与功能电子日光灯电路原理图如图3-1-1所示，我们将日光灯管以外的电路称为电子镇流器。 电子镇流器的作用是将50Hz交流220V市电变换为50kHz高频交流电，再去点亮日光灯。 整机电路框图如图3-2所示。包括4个部分:①整流二极管VDl- VD4和滤波电容器Cl组成 的市电直接整流滤波电路，其功能是将交流市电转变为直流电；②晶体管VT1、VT2和高频变 压器T等组成的高压高频振荡电路，其功能是产生高频交流电；③电阻Rl、电容C2和双向二 极管VD8组成的启辉电路，其功能是在刚接通电源时启动振荡电路；④电感L、电容C5等组成 的谐振启辉电路，其功能是产生日光灯管所需要的启辉高压。图3-1-1 电子日光灯原理图图3-1-2 电子日光灯原理框图3.1.2 电路原理1.市电直接整流滤波电路 市电直接整流滤波电路如图3-3所示。交流220V电源不经过电源变压器而直接由整流二 极管VDl - VD4桥式整流， 再经滤波电容器Cl滤除交流成分后， 在A端即可输出+310V(空载时) 的直流电压，作为高频振荡器的工作电源。由于没有了变压器，故提高了电源的效率，缩小 了电路体积。图3-1-3 整流滤波电路原理 2.高压高频振荡电路 功率开关管VTl、VT2和高频变压器T等组成开关式自激振荡器，将310V直流电压变换为 50kHz/270V的高频交流电压，作为日光灯管的工作电压，再通过C5和L组成的谐振启辉电路 送往日光灯管。接通电源后，VT2在启动电路的触发下导通，此时+310V直流电压经C4、灯管上端灯丝、 C5、灯管下端灯丝、L、T3、VT2的集电极-发射极形成的回路，对谐振电容C5充电，充电电 流I充如图3-1-4中虚线所示，C5上电压极性为上正下负。图3-1-4 C5充电过程 由于高频变压器T各绕组的耦合作用，晶体管VT2很快由导通变为截止，晶体管VT1则由 截止变为导通，此时谐振电容C5通过灯管上端灯丝、C4、VT1的集电极-发射极、T3、L、灯 管下端灯丝放电，放电电流I放如图3-1-5中虚线所示，C5上电压极性也是上正下负。 同样 由于高频变压器T各绕组的耦合作用， VT1很快也由导通变为截止， VT2则又由截止变为导通， 如此周而复始，VT1、VT2交替导通形成振荡，其振荡频率取决于电容C5、电感L组成的串联 谐振电路。电容C4的作用是隔直流通交流:阻止+310V的直流电压直接进入日光灯管，允许 50kHz的高频交流电压通过。R3、VD6和R4、VD7分别接在VT1和VT2基极回路，为T1和T2提供 负半周时的泄放通道。图3-1-5 C5放电过程 3.谐振启辉电路 日光灯管的工作原理为:先有一个高电压作用于其两端，使其启辉，然后再将电压降低 到能够维持点亮即可。在普通铁芯镇流器日光灯中，由启辉器完成这一任务。在电子日光灯 中，则采用了谐振启辉电路，高压高频振荡电路产生的50kHz/270V的交流电压，加在C5、L 串联谐振回路两端并产生谐振， 于是在谐振电容C5两端即产生高电压加在日光灯管两端将日 光灯内的气体击穿而使其启辉。 当日光灯管被点亮后，其内阻急剧下降，该内阻并联于C5两端，使C5、L串联谐振电路n 值下降，故C5两端下降为正常的工作电压(约8OV)，维持日光灯管稳定地正常发光。 4.启动电路 由于功率开关管VT1、VT2的基极偏置电压均取自高频变压器T的振荡反馈电压，电路未起振时两管均因无基极偏置电压而截止， 因此在刚接通电源时必 须由启动电路使电路起振。 图3-2中，接通电源后，+ 310V直流电压开始经 R1对C2充电，当C2上电压上升到双向二 极管VD8的阀值时，VD8导通，向VT2基极提供偏置电压使其导通，引起振荡。VT2导通后通过 VD5将C2上已充得的电压放掉，不影响电路正常振荡。3.2 防丢器的设计3.2.1 电路框图电路框图如图3-2-1所示，左边是子机，右边是母机。不是同一套的子母机编码不一样， 不会相互干扰，无线发射频率采用315MHz或433MHz，子机由编码电路和无线发射电路组成， 母机由再生式接收、解码、报警和电源等电路组成。再生式接收电路如接收到315MHz的无线 信号，经检波还原出编码信号，送至解码电路解码，解码电路解出信号，送至报警电路。超 过限定距离，收到信号过弱，解码电路解不出信号，报警电路报警。电源、电路的作用是把 1.5V直流电压升至3V或5V，给接收检波解码电路供电。图3-2-1 电路框图3.2.2 子机电路电路如图3-2-2所示，子机电源采用3V的扣式电池，以减小体积，电源若采用1.5V的7 号干电池，则还要加一个升压电路。电路主要由多谐振荡器、编码器、发射电路等组成。图3-2-2 子机电路 多谐振荡器是由门电路组成的不对称多谐振荡器，振荡周期T=2.2R4C4=2.2×1MΩ × 0.47μ F=1s。多谐振荡器的作用是间歇地给U1供电，当振荡器输出高电平时,U1得电工作， 编码器、 发射电路只有此时才工作， 大大节省了电能的消耗.编码器用P2262， 采用贴片封装， 可减小整机体积,P是台湾普城公司生产的一种CMOS工艺制造的低功耗低价位通用 编解码电路，P 有8位(AO-A7)三态地址端管脚(悬空，接高电平，接低电平)，任 意组合可提供6561个地址码，PT2262最多可有4位(DO - D3)数据端管脚，设定的地址码和数 据码从17脚串行输出。PT的编码必须一致，地址码不同将不能解码。 编码芯片PT2262发出的编码信号由地址码、数据码、同步码组成一个完整的码字，当多谐振荡器输出 低电平时，PT2262不接通电源，其17脚为低电平，315MHz的高频发射电路也不工作，当多谐 振荡器输出高电平时，PT2262得电工作，其第17脚输出经调制的串行数据信号，当1脚为高 电平期间315MHz的高频发射电路起振并发射等幅高频信号， 当17脚为低平期间315MHz的高频 发射电路停止振荡，所以高频发射电路完全受控于P2262的17脚输出的数字信号，从而对高 频电路完成幅度键控(ASK调制)相当于调制度为100%的调幅。 V1为指示灯， 发射电路工作时， 会亮起。 图中L2采用板载电感。3.2.3 接收电路接收电路由高放、超再生式检波电路和放大电路等组成，图3-3-3中V1及外围电路组成 高放，V2和外围电路为超再生式检波电路，L2调节接收频率，调节它可使电路接收频率为 315MHz。C2是滤除高频载波，放大电路由两级运放组成，R7外接电位器，可调节第一级运放 的放大倍数，实际上就调节了接收距离。如果接收电路收不到子机的信号，接收电路输出为 无规则的杂波，相反，接收电路如果收到子机的信号，接收电路输出波形与子机编码的波形 相同。图3-2-3 接收电路3.2.4 解码电路图3-2-4解码电路中，Rl是调节接收灵敏度的电位器。R9是振荡电阻，其阻值必须与 PT2262的R7对应，有多种组合方式。解码芯片PT2272的14脚接收到信号后，其地址码经过两 次比较核对后，OUT脚才输出高电平，与此同时相应的数据脚也输出高电平，这时V4导通， 发光二极管V7亮，表示收到子机的信号，V4的集电极电位为低电平。如果解码芯片PT2272 接收不到信号，OUT脚为低电平，V4截止，V4的集电极电位为高电平，发光二极管V7不亮， 表示收不到子机信号。图3-2-4 解码电路3.2.5 报警和电源电路报警电路主要由一个多谐振荡器和输出电路组成， 图3-3-5中当S1右掷时， 为防丢状态， 若图3-3-4解码电路收到信号，图3-3-4电路输出低电平，这个低电平连至图3-3-5的IN端， 则多谐振荡器被V5短路接地而不能起振，报警电路不工作。相反图3-3-4解码电路收不到子 机信号，图3-2-5的IN端高电平，V5截止，图3-2-5中的多谐振荡器起振，间歇输出高电平， 高电平时，V1、V2和V3导通，蜂鸣器发声，振动器振动，以提醒主人。图3-2-5 报警和电源电路 当S1中掷时，为关机状态。S1左掷时，为寻找子机状态，报警电路处于相反工作状态， 即收到子机信号，发出 报警声，适当调节接收灵敏度，能逐渐接近子机，直至最后找到子 机。 电源电路为一个高效率、低纹波的高频PFM升压DC-DC变换器，工作频率最高为500kHz， 输出最大电流约400mA，最高效率约87%，外围电路元件很少，型号为QX表示输 出电压5V。 整机电路应采用贴片封装的元件，以减小整机的体积。3.2.6 采用单片机控制如果用单片机实现这个电路，电路会更简单。单片机可用PIC12C508，贴片封装，只有8 只引脚。电路如图3-2-6和图3-2-7所示。图3-2-6 子机电路 图3-3-6是子机电路，发射部分不变，脉冲编码用 PIC12C508，编码时可编一定数量的不同的码，只要改变一下脉冲宽度即可，这样每个子机编码一般是不同的。图3-2-7 母机电路 母机的接收电路与图3-2-3是基本相同的。当母机电路的Sl左掷时，为防丢状态，中掷 时关机，右掷时寻子机状态。初次使用时，要初始化，Sl左掷，子母机靠近，PIC12C508的4 脚收到子机脉冲，记下编码方法，即学习，学习成功时，U1的7脚输出一个高电平脉冲，报 警声响，说明学习完毕。 在使用中，若母机收到子机信号，则U1的7脚为低电平，5脚输出频率约1Hz的脉冲，使 V8闪烁，表示收到子机信号。若母机收不到子机信号，V1的7脚间歇输出高电平，高电平时， 报警电路V1-V4导通，报警电路工作，5脚输出高电平，V8一直亮，表示收不到子机信号。当 Sl右掷时，V1的6脚为高电平，表示处于寻子机状态，V1内部判断相反，变成收到子机信号， 电路报警，收不到子机信号不报警。3.3 自制汽车电瓶监视器3.3.1 设计过程图3-3-1是发光二极管电路。一般情况下在电路中发光二极管一定要串一限流电阻器， 电阻器阻值的大小根据发光二极管的工作电流来决定。 这里VDl选用红色φ 3的发光二极管和 电阻器Rl的阻值为lK，使输入电压在3-l2V变化时发光二极管的工作电流约为l～lmA。图3-3-1 图3-3-2又增加了一只绿色φ 3的发光二极。 图3-3-1管VD2， 同时在它的前边还串接了一 只lV的稳压二极管VD3，这样只有输入电压超过l2V时绿色发光二极管VD2才会亮。电阻器R2 也是一只限流电阻器，只是因为稳压二极管VD3可以有lV的电压降，所以电阻器R2的阻图 3-3-2值只有100?。图3-3-2 为了使电瓶电压超过l2V时只有绿色发光二极管VD2亮，而红色发光二极管VDl不亮，电 路中设置了三极管VTl和电阻器R3，见图3-3-3。这样当电瓶电压超过l2V时，电阻器R3使三 极管VTl导通， 红色发光二极管VDl两端得不到应有的工作电压(-般在1.8-2V左右) ， 所以红 色发光二极管VDl不亮。图3-3-3 如果输入电压继续升高，超过13.5V时，表明汽车发电机工作正常，在给电瓶充电。为 把这种状态指示出来，而又不再增加发光二极管的个数，电路设置了三极管VT2和微调电阻 器RP。使电压超过13.5V时三极管VT2导通，迫使三极管VT1不能导通而截止。这样红色和绿 色发光二极管都亮。表示汽车在充电状态。完整的电原理图如图3-3-4所示。图3-3-43.4 前置放大器设计要完成对宽频(0-30MHz)信号的放大。 因此前级放大电路既要带宽高， 噪声又要足够小。 我们采用了差分放大电路以实现宽频带， 同时又抑制了噪声。 电路结构简单可靠、 容易搭建。 采用AD84和AD603构成前级放大电路。其电路如图3-4-1所示。图3-4-1 AD844是一种高速宽带放大器。 它的-3db带宽在20MHz以上， -ldb带宽在60MHz以上， 具有良好的直流和交流特性。由于AD844频带较宽，因此在使用时正负电源端对地应接 两个去搞电容。另外AD84的带宽决定于它的反馈电阻，一般情况下取500 - 2000n之 间 而不能太大。本实验选取750?。AD603是一种具有程控增益调整功能的芯片。它是美国 ADI公司的产品是一个低噪、90MHz带宽、增益可调的集成运放，压摆率275V/us。管脚 间的连接方式决定了可编程的增益范围，增益在-1-+30dB时的带宽为90MHz，增益在 +9-+41dB时为9MHz，改变管脚间的连接电阻可使增益处在上述范围内。3.5 交流负载恒压电路3.5.1 电路原理电路基本思想仍采用常规的相位控制晶闸管(可控硅SCR)的方法对单向交流导通角进行 调整，从而实现调压。设定晶闸管在电网电压正常值220V时，有一个固定的导通角，使负载 上电压处于一个选定值(例如200V)，若电网电压上升某一数值，则通过控制电路使晶 闸管 导通角减小某一角度； 若电网电压下降某一数值， 则通过控制电路使晶闸管导通角扩大某一 角度， 只要做到控制精度适宜， 就能使负载上每个电压波形里交流有效值总保持在原选定值 上。 我们将电网电压(220V)变化10%的总量22V为8档， 每档之间电压差为22V/8=2.75V， 即电 网电处在220V的基点上时，不论是增量变化还是减量变化，只要变化量≥2.75V(只占电网 电压的1.25%)，就立到了一个相应的调整档位，控制电路就会对晶闸管自导通角进行调整。 因为在电网电压升、降两个方向上全有8个档位，因而不论电网电压如何改变，负载上的电 压都能自动处于相应的细微调整之中而维持基本不变。3.5.2 电路分析这是一种模一数与电阻阵列组合的增益控制方式， 具体电路原理如图3-5-1所示。 电网 电压由变压器B1进行降压及桥式整流BR和电容C1滤波以后， 一路加至三端集成稳压器LM7805 的输入端，由它给出控制系统部分的工作电压；一路加至电位器RP1上，相应的电网变化状 况也会随时反映在RP1的中点位置上。 ADC位模/数转换芯片，将其地址选通输入端ADD-A、ADD-B、ADD-C均接地， 只选择了IN-O一路作为模拟电压输入通道。 6、7、22连接在一起形成连续进行转换的工作 方式。 NE555芯片接成一个时钟发生器， 提供ADC0809所需时钟脉冲 （时钟范围： 10～1280Khz） 。
图3-5-1 为了提高测量精度，图3-5-1中将两个参考电压ref(-)、 ref(+)连成对称接法，分别调 整电位器RP2和RP3，使它们的中点电压各为2.25V和2.75V，这样，即将IN-O输入电压VIN的 范围定在+2.5V ≤VIN≤+2.75V之间，转换后的数值也相应在O-FFH之间。如此，当电网电压 为正常值220V的时候， IN-O输入的模拟电压应为中值2.5V， 转换的相应数值也应为80H(128)， 以便于随着电网电压在升、降两个方向改变时，转换的数字量也能随着变大或变小。高4位 (msb2-1， ?.msb2-4)的16种取值 (0000， 0001， ??， 1111)通过4线/16线译码芯片74HC154 区分出0-15来， 分别作为调整档位使用即可。 数字的低4位 （sb2-5……sb2-8)在电网变化中， 变化过于频繁以及数值过小，舍弃不用。每针对IN-O某一模拟输入电压值，ADC0809的数据 高四位就有一个对应的转换数值，经74HC154译出的输出线0～15就对应一根有效输出端为 “0”。自然，在上述中值的情况下， 74HC154的数据输出端8也为“0”，而其余输出端均 为 “1”飞经74HC04反相后，有效的输出端为“1”，无效的输出端为“0”。本电路不宜用 74L04作驱动，因为TTL电路高电平“1”输出电流只有400μ A，而HC门电路输出达20mA。RO， R1，R2的阻值远小于TTL电路内阻，是不能用的。 由图3-5-1中可见，74HC154译出的输出线。0～15，各自经74HC04反相器后，接一只二 极管(用于线间隔离)和一只不同阻值的电阻后并联在一起， 但其中同一时刻只有一根有效的 输出线(即一个数据)作为电容C2的充电电源。 二极管既要压降小又要反向漏电小。 用1N4001 压降大，用2AP9反向漏电大，用肖特基二极管1N5817较好。 可调单结晶体管PUT(BT40)与一般单结晶体管的特性完全相同，但更优越。它的基极电 阻rb1，rb2是外 接的，控制极电压VG(本例中为+2V)由+5V通过rb1、rb2分压确定，当其阳 极电压VA(也即电容器C2上电压VC2，其波形呈线性逐渐增加趋势)充至超过VG时(VC2=VA≥ VG)， PUT管A-K间即呈低阻导通态(通态压降≤1.5V)， C2上电压通过PUT管和光耦合双向驱动 器MOC3023输入端放电，使光耦中的光敏双向晶闸管触发外接双向晶闸管SCR导通。一旦C2 上电压低于PUT管的谷点电压，PUT管A-K间又立即关断，使C2开始下一次充、放电过程。因 此C2上重复出现的是锯齿波形。 电网电压变化是连续的，设电网电压220V有一升压变化，引起取样电压VRP1上升，通过 IN-O输入ADC0809后，转换的高4位数值从8开始趋向变大，数据输出线9～15端上外接的的R 9～R15也应呈阻值增加趋势，这样，它们分别与C2构成的充电时间常数逐渐延长，使可调单 结晶体管PUT发出触发脉冲的时刻相应后移， 自然， 当转换完的数值相应停在某一挡位时，调 整晶闸管导通角也减小到一适当程度， 从而保持了负载上电压平衡。 对于电网电压220V降压 变化的调整过程，所不同的只是调整方向相反，读者不难分析R8～RO应呈阻值减小趋势。 简言之，RO～R15的作用效果类似一只跟踪电网电压变化而及时改变阻值的电位器。 图3-5-1中运算放大器LM358组成过零检测电路， 以保证触发电路与主电路的同步。 桥式 整流后的脉动直流电压Va通过R16和二极管D16分压，二极管D16的正向压降加到运放同相输 入端，反相输入端的参考电压由+5V通过R1、R18分压取得。在电网电压波形每过零点时， V-&V+，运放输出端Vb为“0”，C2通过二极管D17放电到零；零点过后，V+&V-，Vb为“1”， 二极管D17截止，使C2又重新从零开始充电，保证了每个电压波形里产生第一个触发脉冲的 时间均相同。 图3-5-1电路中各点电压波形如图3-5-2所示。图3-5-2它可以使负载上的交流电压始终保持在选定值而不改变，即使电网电压变化±10%时， 负载上电压变化也小于±1%，达到近于&纹丝不动&的效果。3.6 晶体管式交流电焊机空载自停节电电路电路工作原理如图3-6-1所示:该装置是一种典型的安全节电电路，合上电源开关QS，交流接触器KM 线圈得电吸合。其常闭辅助触点断开，主触点闭合，380V交流电压加在电焊变压器T的初级， 次级感应出电压约80V。将稳压管VSl和VS2击穿，在VSl两端输出20V直流电压，并使单结晶 体管VT导通，电容C3向继电器KA放电，使KA吸合，其常开触点闭合并自锁，常闭触点断开， 交流接触器KM线圈无电而释放， 380V交流电源通过电容Cl与电焊机初级接通， 使电焊机空载 电流大大减小，是电焊机过到节电的目的。这时电焊机次级电压降至11.5V左右，该电压经 VD整流、C2滤波后给继电器KA提供直流电压，是KA保持吸合状态。图3-6-1 焊接时，电焊变压器次级被短路，电压降至约OV，KA失电释放，接触器KM得电吸合，电 焊机进入下一步正常焊接状态。在操作中更为安全节能可靠，改装中增加电气元件极少，既 经济又方便实用，操作自然，工作起来自如，得心顺手。3.7 自制微型示波器电路原理如图3-7-1电路大致由电源电路、测量信号输入、信号整理、信号采集、显示及键盘处 理等6部分构成。1． 信号输入电路信号输入电路由R10、R11、R12、R13、R14、C11、C12和D5、D6构成，完成输入信号的 1:1和1：5切换、阻抗匹配以及对后级电路的保护。由于信号输入电压分为±2.5V、± 12.5V两挡可调，所以本机未设交直流切换电路。2． 信号整理电路TL072中的两级运放及周边电路完成信号整理工作，其中一级运放完成输入阻抗转换工 作，另一级完成±2.5V到0～2.5V的信号转换工作以满足信号采集 电路的工作需要。3.8 锁相环FM立体声发射器的设计与实现3.8.1 BH1417的原理特性FM发射电路采用稳定频率的锁相环系统。 这一部分由高频振荡器、 高频放大器及锁相环 频率合成器组成。调频由变容二极管组成的高频振荡器实现，高频振荡器是锁相环的VCO， 立体声复合信号通过它直接进行调顿。 高频振荡器由第9引脚外部的LC回路与内部电路组成， 振荡信号经过高频放大器从1引脚输出， 同时输送到锁相环电路进行比较后， 从第7引脚输出 一个信号。对高频振荡器的值进行修正，确保频率稳定。一但超过锁相环设定的频率，第7 引脚将输出的电平拉高；如果低于设定频率，它将输出的电平拉低；相同的时候，它的电平 将不变。 ①将预加重电路、限幅电路、低通滤波电路(LPF)一体化，使音频信号的质量比分立元 件的电路(如BA1404、NJM205等)有很大改进。 ②采用锁相环锁频，并与调频发射电路一体化，使得发射的频率非常稳定。 ③采用了4位拔码开关进行频率设定，可设定14个频点.使用非常方便。图3-8-1 BH1417内部工功能和引脚功能 BH1417的内部结构和引脚功能如图3-8-1所示。它由5部分组成:音频预处理电路(加重、 限幅和低通滤波)；基频产生电路(晶振、分频)；锁相环电路(相位检测、锁频)；频率设定电路(高低电平转换)；调频发射电路。外围电路主要有拔码开关组成的频率控制电路、压控 振荡 器组成的载波产生电路、定时器以及一些耦合电容。3．8．2立体声调频发射整机电路设计整机电路如图3-8-2所示。图3-8-2 整机电路 1.立体声调制电路 音频信号通过1脚、22脚输入后，由BH1417的 21、20、19，2，3、4脚和外电路配合通 过预加重电路，限幅电路和低能滤波器后送到混合器中，由1脚、14脚输入的接人的7.6MHz 晶体的振荡电路通过200分频产生的38kHz副载波信号，同时38kHz副载波通过2分频后产生 19kHz导频信号,(L-R)信号与38kHz的副 载波进行平衡调制，调制后的复合信号通过5脚输 出。 2. FM发射电路 调频发射电路采用频率稳定的锁相环系统。15、 16、1、18脚输入的频率代码经过解码 和鉴相后， 由7脚输出PLL振荡器的控制信号VCO。 此VCO控制外部的分立元件组成的高频振荡 电路产生FM调频的载波信号， 并通过一个达林顿三极管2SD2142对5脚输出的复合立体声信号 进行FM频率调制。 调制后的信号通过9脚输入到BH1417K， 经过内部的射频放大器放大后的射 频信号由1脚输出。输出后的信号可以直接接到发射天线上进行发射。 3.高频振荡电路 BH、9、1、12管脚配合于其连接的分立元件，构成调频载波的频率振荡和射 频调制部分；1、14脚需要外接7.6MHz的晶体振荡器，提供给BH1417内部的鉴相、立体声信 号调制等部分所需要的稳定时钟。6、8为电源部分；1脚与外部连接的元件构成调频信号发 射部分。 由于BH1417内部工作所需的时钟都是来自7.6MHz的晶振， 而晶振的工作频率一般都十分 稳定。 外部调频载波信号和载波调制电路都使用VCO(压控振荡)控制的PLL(锁相环)电路进行工作。所以，由BH1417组成的调频发射器发射频率十分稳定，不会在发射过程中出现跑频或 者自激振荡。3.9 LM339运放的应用集成电路运放LM339的4、2、1脚电压的波形及实现了什么功能。通电后IC的7脚由电阻分压 产生8.25V的直流电压，刚通电时6脚电位低于7脚，比较器 (LM339)1脚输出高电位，R3的正 反馈作用，使得比较器迅速饱和，随着时间的推移，电容逐渐充电，6脚的电位逐渐升高， 当高于7脚的电位时(8.5V)，比较器突然翻转，1脚输出低电位，同样正反馈的作用使得该过 程更强烈，此时电容通过R4和二极管Dl向LM339的1脚放电。当电容上的电压低于IC7脚的电 压(这时可能不是 8.25V了，因为1脚的低电位会影响到7脚电压)时，电路再次翻转，重复前 面的过程， 从而在电容两端形成了8000Hz的锯齿波电压。 该锯齿波电压直接施加于比较器的 4脚，又和控制电压进行比较，当电容两端电压高于控制电压时，比较器输出低电位，低于 控制电压时输出高电位， 相当于把锯齿的上半部分切掉了，因此控制电压越高，锯齿切掉 的越少，输出的脉宽就越宽。稳压二极管在这里起削波的作用，实现脉出的整形。 这个电 路设计的非常经典，是非常好的脉宽调制电路。3．10 声控电路电路工作原理图3-10-1是声控电路的电原理图。 当你对着声控电路的小话筒拍打或喊叫时， 电路中的 继电器会开始工作， 工作几秒钟继电器会自动停止。电路中的小话筒可以把声音信号转变为电信号，通过三极管VT1的放大去触发后面的控 制电路。 三极管VT2、VT3及其电阻器、电容器组成单稳态电路。电阻器R4为三极管VT2提供了基 极电流；而三极管VT3的基极电流则是从三极管VT2的集电极电阻R5上得到的。三极管VT2集 电极与三极管VT3基极之间是直接耦合的;而三极管VT3集电极与三极管VT2基极之间的耦合 则是由电容C3来完成的。 单稳态电路的特点是它只有一个稳定状态。电路在没有信号输入时，选择合理的R4阻 值，使三极管VT2稳定在饱和状态，此时它的集电极电压约为0.3V以下。这样使三极管VT3 稳定在截止状态。这就是单稳态电路的稳定状态。 当信号中的一个负脉冲通过C2到达三极管VT2的基极时， 三极管VT2开始趋向截止， 它的 集电极电流减小，集电极电压升高；经过直接耦合，使三极管VT3的基极电压升高，三极管 VT3开始导通， 它的集电极电压下降； 经电容C3的耦合又使三极管VT2的基极电压进一步下降 (虽然这时负脉冲已经不再存在) ， 形成一个正反馈.很快达到一个新的状态。 此时三极管VT2 截止，三极管VT3饱和导通。这就是单稳态电路的暂稳态现象。 单稳态电路的暂稳态是不能持久的。在暂稳态期间，电容器C3通过电阻器R4进行放电， 随着放电的进行三极管VT2的基极电压逐渐升高， 当它达到0.5V以上时.三极管VT2开始导通， 正反馈现象再次发生，整个电路很快又回到VT2饱和导通，VT3截止的稳定状态。电容器C3 通过电阻器R4的放电过程决定了电路暂稳态的维持时间。根据计算，这个时间t=0.7 x R4 x 口在本电路中电阻R4为270k，电容C3为47μ F， 所以t=0.7 x 270 x 13 x 47 x 10-6≈9秒。 根据这个公式可以改变电阻器R4或电容器C3的参数，来延长或缩短电路的延迟时间。 电路复原后，电容器C3通过继电器和三极管VT2的发射结进行充电。充电完成后电路才 可以接收下一次的触发。 如果声控电路直接控制两只白色发光二极管，也可以不用继电器。此时电源电压应为 4.5V，它的电路如图2所示。如果使用6V电压，要改变电阻器R6的阻值。3．11 多路信号源本电路由文氏电桥振荡器产生正弦波，再经电压 比较器变换为矩形波，最后经积分电路输 出锯齿波号其原理框图如图3-11-1所示。图3-11-1 原理框图3．11．1 正弦波发生电路本设计采用集成运放uA741作为宽频带放大电路， 引入正反馈的反馈网络产生自激振荡， 通过文氏电桥即RC串、并联电路进行选频，最后由二极管稳幅。改变R、C的数值，可以调节 频率。电路过程应注意以下几点： 1．集成运放的使用 通用集成运放uA741具体接法如图3-11-2所示。输出波形严重失真，究其原因，除了少数图3-11-2 集成运放电源干扰的消除 由于输入过压或输出对于运算精度要求较高的电路，在加入输入信号之前要进行静态调 零，即输入信号为0V时，输出若不为0的话应调节至0V。 2．反馈系数 正弦波发生电路实质上是一个没有输入信号的正反馈放大电路。 根据模拟电路相关知识， 要使电路能够起振， 需要AF&l(起振条件)； 但要使电路起振后能够稳定， 则需要AF=l (平 衡条件)。因此在电路设计中，应使AF略大于1，既保证电路起振，又得尽量减小波形失 真。 经计算， Rf应略大于R1的2倍， Rf为反馈电阻， R1为负端接地电阻。 因此， 如图3-11-3 所示，本设计选取R1=30k,Rf=62k，图中Rf=R2+Rw+rd//Rd (rd为二极管导通时的动态电 阻)。图3-11-3 正弦波发生器电路原理图 3.选频参数 该电路产生正弦波的频率是由RC串、并联网络的谐振频率决定的。频率计算为: 例如，选R=20k，C=O.Olμ F，可求得白=800Hz。使用波段开关切换电容可以实现频率调 档；使用电位器连续调节电阻可以实现频率微调，如图3-11-4所示。注意，电容切换应 同时更换串并联电路中两个电容； 电阻调节也应采用双联电位器同步调节。 请读者思考， 若要实现100、1k、10k、100kHz四档键控选择，每档中频率连续可调，应选用电位器R 阻值为多少? C1、C2、C3、C4 的值又各为多少?图3-11-4 文氏电桥的频率调节电路 4.稳幅电路 工作过程中由于电源电压、 温度等外界因素的影响， 将导致电路元件参数变化、 破坏AF=l 的平衡条件。 在反馈网络中引人负温度系数的热敏电阻，可以适当 补偿温度变化使振 荡稳定。也可以选用反接的二极管 D1、D2并联构成稳幅电路，如图3-11-3所示。稳、幅 二极管 D1、D2应选用温度稳定性较高的硅管，而且特性尽可 能一致，以保证输出波形 的正负半周对称。 由于二极管 的非线性会引起波形失真， 为了减小非线性失真， 可在 二 极管两端并上一个阻值与rd(rd为二极管导通时的 动态电阻)相近的电阻Rd。 (Rd-般取几 千欧)然后再 经过实验调整，以达到最好效果。图3-11-5 电源转换原理图图3-11-6 正弦波信号发生器电路原理图原理图 正弦波信号发生器电路原理图如图3-11-6所示，正弦波信号发生器电路由两级构成。 第一 级是一个RC文氏桥振荡器， 通过双刀四掷波段开关ZK切换电容进行信号频率的粗调， 每挡的频率相差10倍。 通过双连电位器RP1进行信号频率的细调， 在该挡频率范围内频率连续可调。 RP2是一个多圈电位器，调节它可以改善波形失真。若将R4改成阻值为3K的电阻，则调节RP2 时， 可以明显看出RC文氏桥电路的起振条件和对波形失真的改善过程。 电路的第二级是一个 反向比例放大器，调节单连电位器RP3可以改变输出信号的幅度，本级的电压放大倍数最大 为5倍，最小为零倍，调节RP3可以明显看到正弦波信号从无到有直至幅度逐渐增大的情况。 当然这级电路若采用同向比例放大器，则调节RP3时，该级电路对前级信号源电路的影响明 显减小.这是因为同向比例放大器的输入阻比反向比例放大器的输入电阻大的多的缘故。RC 文氏桥信号发生器的振荡频率由公式f=1/2π RC决定。通过计算可知，这个电路能产生的信 号频率范围为1Hz - 100kHz，覆盖了整个音频范围。3．11．2 矩形波整形电路将正弦波整形为矩形波的方法很多， 最常用的是电压比较电路如图3-11-7所示。 输入信 号幅度高于门限电压时输出低电平； 输入信号幅度低于门限电压则输出高电平。 通过调节门 限电压的高低可以实现占空比的调节。 得到的矩形波经稳压管限幅之后可通过电位器调幅输 出。需要注意的是，应该根据正弦输人的幅度设置门限电压的调节范围。图3-11-7 矩形波整形电路3．11．3 锯齿波积分电路将矩形波整形为锯齿波需要积分电路图3-11-8所示。该电路由R、C进行积分，由于输入 信号频率是由文氏电桥参数决定，因此，积分电路的R、C应选择与电桥中R，C相同。图3-11-8 三角波积分电路 显然，图3-11-8中积分常数固定，只能对方波(占空比为1)进行时间相等的充、放电， 从而产生三角波。要产生锯齿波，必须使充、放电时间不相等，这就要使用二极管进行正、 负向的分流，并在正、负方向接入不同阻值的电阻。图3-11-9所示即为改变充、放电时间的 一种方法。该电路的好处是，在改变占空比的同时，不影响振荡频率。这是因为虽然滑动头 两端电阻RA和RB发生了改变， 也改变了占空比RA/RB， 但是总的时间常数(RA+RB)C并未改变。图3-11-9 锯齿波积分电路图3-11-10 多路信号源电路原理图 为提高信号源的带载能力，可在各信号输出端串接由运放组成的跟随器。3.12 基于电刀载波的病房呼叫系统本设计旨在应用单片机按照笔者制定的编码方式通过电力载波发送数据， 在其基础上制 作了基于电力载波的病房呼叫系统。当某一房间出现病情时，发送预先设定的本地地址码， 由调制电路调制后，通过电力线向外发送；再经接收译码电路调制解调，取出信号并译码出 地址同时发出声光报警。让医院能准确及时响应病人的呼叫。使用电力线载波，可减少为数 据传输专门布线，同时也适合旧病房改造，具有很高的可行性和应用价值。本设计造价低， 使用方便。3.12.1 功能和特点①利用市电线路直接传输信息，通信可靠能满足 一般数据传输要求c ②无需考虑房屋 修建或装修时考虑设备的布线， 只要有电力线即可正常工作。同时由于本产品采用了 约 336kHz的中频通过电力线传输从而避免了电磁辐 射对一些医疗仪器及一些特殊病人的干扰 c由于没有 采用无线电使得信号传输稳定可靠，本设计适用于大、 小型医院。必要是可以 经过增加串口与PC机通信，实 现电脑病房管理。 ③采用LED显示0-999个病房的呼叫，高亮 度、 高清晰，能让就诊人员及时找到相应的病房进行治疗。主机在接收到申请的同时能够 通过扬声器进行报警。3.12.2 硬件设计1.硬件方框图如图3-12-1所示。图3-12-1 2.电力载波编码方案 本设计采用普通收音机中周TF-2-2，高频本振回路工作在336kHz下，编码方式如下: 本方案规定数据以字节为单位串行发送，即每串一字节，并且每帧分起始区和数据区。 起始区格式固定50个本振脉冲，即(50 x 3μ s=150μ s)的振荡信号，紧接着停振50个本振周 期即(50 x 3μ s=150μ s) ，以此确定有数据将发送避免干扰串人，造成误接。数据区为每 位为40个本振周期即(40 x 3μ =120μ s)数据区字节为1则有振荡，数据区字节为0则没有振 荡信号。 因此，每字节为起始区(50μ s+150μ s=300μ s)8个位即(8 x 120μ =960μ s)共有300 μ +960μ =1260μ s) 约为1.3ms的字节周期， 所以每秒最高传送约770B(先传送高位再传送低 位)，具体定义如图3-12-2所示。 若传数据: OXAA
本振周期为: T= 1/f=2.98 x 1e-6=3μ s图3-12-2 3.具体电路 (1)本振信号产生部分 本设计中本振信号产生部分由应用很广的555时基电路构成，因设计所需频率为336kHz，故 根据公式f=1.443/((Rl+2R2)×C)可算出振荡电路的电阻和电容的大小。所设计的振荡电路 如图3-12-1中NE555及其周边电路，其中电容选用600pF的云母电容，Rl为560Ω ，也为500 Ω 的可调电阻，以便可调。值得说明的是在本设计中应用NE555的④脚(复位)作为信号调制 引脚。 (2)载波发送部分 本设计电路中通过电力线发送信号同时对市电的隔离关键就是通过该电路部分来完成 的，因此该部分是设计的关键，直接导致了设计的成败。具体电路如图3-12-3所示路中由T1 与C1、C2、VT1、VDl共同构成。C1的作用是对市电进行隔离同时又是提供高频信号交流通路 (由于直接与市电连接为避免市电尖峰脉冲将其击穿应取耐压高于360V的电容)。 中周T1与C2 构成选频回路，其参数的参变化将导致选通频率的变化，C2为300pF的定值云母电容耐压 1OOV，通过中周可对选通频率进行调节，当调节其谐波频率与本振相同时，发送端输出最高 的频率信号， 这也是在后期调试中的关键。 VT1主要是为了进行功率推动， 而VD1则是防止 电 网串入的尖峰脉冲瞬间击穿三极管VT1。本电路中还串人了O.5A的保险丝，避免后级短路而 引发事故。图3-12-3 (3)编码产生部分 编码产生电路主要由单片机89C52构成，通过对其进行编程，实现当有按钮按下时产生 对应按钮编号的码值并按前面所诉的编码方案产生对应的编码序列，通过PO.O口送入NE555 的④引脚进行调制以便发送。其具体的过程为:单片机查得P1口有无引脚为低电平，若无则 继续查寻，若则有就读取端口号并查寻对应端口号的编码，将编码序列产生函数。该函数主 要功能为当被调用时按照前面制定的编码原理， 对传入的编码进行处理并产生对应的编码序 列输出到单片机的pO.O口。具体的电路以及编码序列产生函数流程如图3-12-4。图3-12-4 (4)载波接收电路 载波接收电路的作用和载波发送电路的作用相对应， 主要是将发送电路传入电网的中频信号接收到， 同时将市电隔离。因此对载波接收电路和要求是具有较好的选频特性同时又应 该有一定的频带宽度。 在设计中应用Cll将市电隔离并且为高频信号提供交流通路。 T11和C12 构成选频回路,C12参数与发送端的C2相同， 调试时主要通过调节T11来完成， 当调节T11使选 频回路谐振频率与发送电器输出频率相同时接收部分输出最高的高频信号， 本设计实测谐振 时输出最高的高频电压峰值为4V， 可提供给后级检波电路进行检波。 电路中加入了0.5A的保 险丝BF11以避免后级短路而造成事故。接收部分电路如图3-12-5所示。图3-12-5 (5)检波与整形放大电路 检波电路的主要作用是将调制在高频信号上的编码信号解调出来。 由于是调制的数字量 这使得解调工作相对模拟信号来简单一些， 所以对检波电路并不要求较高的线性，也就是说 电路可工作在放大也可工作在开关状态。所以在设计中应用了两级， 第一级工作在放大状态 使检波输出的编码信号的电压幅值有一定的提升， 第二级工作在开关状态使得输出编码信号 的电平统一。 有了这两级既避免直接应用检波电路输出的信号误区。 使三极管不能正常工作 在开关状态，又避免了应用放大的方法使有输信号的输出电平不统一。电路中VD5为检波二 极管。VDl、VD2、VD3、VD4是为了避免电网的尖峰脉冲瞬间将VD5和VTl击穿。C13的作用是 滤除高频载波信号。VTl与VT2起到整流放大作用，VTl的作用是放大编码信号，VT2作用是整 形，并且工作于开关状态。经过整形放大后的信号则是发送端需要发送的编码信号了，由于 在程序中是应用中断的方法译码因此还需要经过VT3反相这样就可以直接送入单片机进行 译码了。具体的检波与整形放大电路如图3-12-5所示。 (6)译码部分 译码部分主要由单片机构成，将整形、放大、反相输出的编码信号送到单片机的外部中 断0，将外部中断0初始化为边沿触发高优先级，同时打开外部中断0。故中断服务程序即是 电力载波的编码接收程序也是包括了译码部分功能。程序主要功能是当外部中断有效时， 马 上进入中断服务程序同时按照前面制定的编码方案进行译码，再将数据送入指定的缓存区。 由于接收程序是由中断服务程序来完成的， 所以应用时只需要在主程序中通过判断标志位来 确定是否接收有数据。这使得其扩展其它功能十分容易。3.13 用一颗双色发觉二极管显示三种不同状态电压一颗双色发光二极管，在不同的电压区间，发出三种不同的颜色来指示电压正常与否。电路原理图如图3-l3-1 所示。图3-l3-1 当VDD电压大于13.5V时，稳压管DW1、DW2均处于导通状态，三极管BG2、BG3、BG5均饱 和导通，BG1、BG4基极均被下拉为低电平而截止，只有BG3饱和导通点亮红色发光二极管D2， 指示电压已高于设定值(由稳压管DW1决定)； 当电压10.5V &VDD &l3.5V 时， 稳压管DW1截止， DW2依然导通，三极管BG5饱和导通，所以，三极管BG2、BG3、BG4均处于截止状态，三极管 BG1基极高电平，饱和导通点亮绿色发光二极管D1，指示电压在正常范围；当VDD电压小于 10.5V 时，稳压管DW1、DW2均处于截止状态，三极管BG2、BG3、BG5均截止，三极管BG1、BG4 基极高电平饱和导通，绿色发光二极管D1和红色发光二极管D2同时被点亮，此时，双色发光 二极管显示出的是橙色(红色和绿色相加等于橙色) ， 指示电压已低于正常设定值(由稳压管 DW2决定)。 三极管用9014， 电阻用1/4W。 由于三极管的基极电流只有零点几的毫安， 所以稳压管DW1、 DW2功率无要求，可选用最小的，稳压值可根据需要自由选取，其他参数见图3-l3-1。双色 发光二极管采用VDD φ 10mm高亮度“共阳”发光管，发光管大一些，显示可以醒目一点。双 色发光二极管也跟数码管一样，有“共阳”和“共阴”两种。3.14.1 实用小型稳压电源的设计与制作1.电路工作原理 用三端可调正压集成稳压器LM317构成的稳压电源电路如图3-14-1所示。图3-14-1 稳压电源电路原理图 图中220V的交流电经保险管送到变压器的初级线圈,并从次级线圈感应出经约9V的交流电压送到由四个二极管组成的桥式整流器。 经过C1滤波后的比较稳定的直流电送到三端稳压 集成电路LM317的Vin端(3脚)。 LM317由Vin端给它提供工作电压以后， 它便可以保持其+Vout 端(2脚)比其ADJ端(1脚)的电压高1.25V。因此，我们只需要用极小的电流来调整ADJ端的电 压，便可在+Vout端得到比较大的电流输出，并且电压比ADJ端高出恒定的1.25V。还可以通 过调整PR1来改变输出电压－反正LM317会保证接人ADJ端和+Vout端的那部分电阻上的电压 为1.25V，所以可以想到:当PR1向上滑动时，输出电压将升高。 图中D5的作用是当有意外情况使得LM317的3脚电压比2脚电压还低的时候防止从C3上电 压过高损坏LM317。 变压器可以选择一般常见的9～12V的小型变压器.二极管选1N7均可。C1选 择耐压大于16V、容量470～2200μ F的电解电容均可。C2选用普通的瓷片电容即可。C3的选 择类似于Cl。电阻选用1/8W的小型电阻。 要注意的是二极管、电解电容器的极性。LM317工作电流较小，可以不加散热片。装好 后再检查一遍无误接通电源。这时用万用表测量C1两端，应有11V左右的电压，再测C3两端 电压应有2～7V的电压。再调节PR1、C3两端的电压应该能够改变。调到你所需要的电压即可 二输出端可以接一报十字插头线以便与随身听等用电器相连。 LM317的输出电压可以从1.25V 连续调节到37V其输出电压可以由下式算出: 输出电压=1.25×(1+ADJ端到地的电阻/ADJ端 到+Vout端的电阻)3.14.2 红外线自动水龙头的设计与制作图3-14-2所示为一种红外、线自动水龙头控制电路。IC1与其周用元器件组成频率约为 30～50kHz的脉冲振荡器。驱动红外发光二极管VD1发出调制红外光。当有人洗手(或盛水) 接近水龙头时，由VD1发出的红外线被人体反时回来一部分，为VT接收。并通过运放IC2放大 后输入到音频译码器LM567(锁相环PLL)的输入端第3脚， 经IC3进行识别译码(锁相)后使其第 8脚输出低电平。继电器吸合，其常开触点1、2接通电磁阀电源，电磁阀打开，水龙头自动 流出水。当人体离开水龙头后，VT失去红外信号，电路又恢复到一般等待工作状态。3.15 可控放大器本电路的原理框图如图3-15-1所示， 输入信号先进行差动放大，再进行粗调放大, 最后 进行键控放大。差动放大可有效抑制共模输入；粗调放大可选放大倍数为1倍、10倍、100 倍或100倍；细调增益放大可通过按键选择1～9的倍率，同时将增益数值用数码管显示。图3-15-1图3-15-2 可控放大器原理图3.15.1 差动放大器放大器采用差动输入时能有效地抑制共模信号,并可通过按键控制放大倍数，可用于各 类传感器的信号放大部分。差动放大器适合于放大（微伏级）弱信号，如果采用单端输入的 运放、往往无法抑制高频噪声干扰。本设计采用了三运放构成的仪用差分放大电路，如图 3-15-3所示。图3-15-3 前级运放Ul和U2构成同相差动式高阻测量放大器，要求两运放的性能一致。这样，线路 除具有差模、共模输入阻抗大的特点外，两运放的共模增益、失调及其漂移产生的误差也能 相互抵消。后级U3的作用是割断共模信号的传递，并将双端输出转变为单端输出，以适应接 地负载的需要。为保证差动电路的对称应选择 Rl=R2,R3=R4,R5=R6,并精确调节 Rl1,使 Rl1+R10=R7，以保证电阻匹配。 增益的分配一般前级取高值，后级取低值，即 (Rl/R9)&(R7/R3)。根据运放的虚短、虚 断特性，可以计算输出电压Uout为: Uout=R7/R3(Uo2 C Uo1)=R7/R3(1+2×R1/R9)(U1+ - U1-) 该电路的主要功能是滤除共模干扰、抑制高频 声，其总增益约37倍。共模抑制比KCMR可达2 ×1e+5～2×1e＋6，输入电阻Ri&100M，输出电阻Ro≤l?。3.15.2 粗调倍率放大电路粗调倍率放大电路可将输入信号放大1、10、100、1000倍。其实现方法很灵活，本设计 采用同相比例放大器实现， 如图3-15-4所示。 同相比例放大器的增益由反馈回路分压比确定， 可通过电阻的不同接入来设定放大器的增益。例如，当要求增益A=l0时，可采用90k与10k 电阻分压。 同理， 经计算可得到图3-15-4中R2～R5的值。 图中Rl和VDl、 VD2为输入保护电路。 采用输入偏置电流小的场效应管FET输入型运放LF356。对于高增益的直流放大器、需要失调 调整电路，设定最大增益后用RP进行调零。当设定增益较高、如100倍时，将会导致频率特 性变坏，且运放输出易饱和。反馈电阻的选择可通过单刀四掷开关实现，也可以使用四路模 拟开关CD4052控制。图3-15-43.15.3 细调增益放大电路细调增益放大电路如图3-15-5所示，该电路可将输入信号放大1～15倍。那么，为实现 细调增益的16档位控制，是不是必须选择16个电阻呢?假如您对放大电路熟悉的话，就能设 计出较简单的电路――只需要4个电阻即可实现该功能。图3-15-5 本设计基于反相比例放大器实现，先选定反馈电阻R=80k，要实现增益为1、需输入电阻 R=80k ； 而 要 实 现 增 益 为 2 、 则 需 输 入 电 阻 R=40k ； 要 实 现 增 益 为 3 ， 需 要 输 入 电 阻 为 80//40=26.7k就可以满足要求。因此，可以将具有1、1/2、1/4、1/8的加权电阻相应并联， 即可获得1～15倍增益所需的合成电阻。为了实现这四个加权电阻的任意组合接人，必须在 每条支路设置开关进行控制。假如采用机械开关，操作起来不但复杂而且不直观，还很难正确设定放大倍数。因此，本设计选用了模拟电子开关控制加权电阻的接入，使倍率选择简便 灵活。 模拟开关是一种三稳态电路，它可以根据选通端的电平、决定输人与输出端的状态。当 选通端处在选通状态时，输出端的状态取决于输入端的状态；当选通端处于截止状态时，则 不管输入电平如何，输出端都呈高阻状态。模拟开关在电子设备中主要起接通或断开信号的 作用，与传统机械开关相比，模拟开关具有功耗 低、抖动小、工作可靠、速度快、无机械 触点、体积小和寿命长等特点。可广泛应用于电子电路的通断控制、多路切换等领域。常用 的模拟开关集成电路的型号、名称及特性如表1所示。 表1常用的模拟开关 类别 型号 名称 特点 模拟开关 CD4066 四双向模拟开关 四组独立开关，双向传输 CD模拟开关 电平位移双向传输，地址选择 CD4052 双4选1模拟开关 电平位移，双向传输，地址选择 CD4053 三路2组双向模拟开关 电平位移，双向传输，地址选择 多路模拟 CD4067 单16通道模拟开关 电平位移，双向传输，地址选择 开关 CD4097 双8通道电路模拟开关 电平位移，双向传输，地址选择 CD4529 双四路或单八路模拟开关 电平位移，双向传输，地址选择 虽然从逻辑功能上讲，4路模拟开关CD4066能够满足本设计的需求，但读者须注意它并 不具有电平位移功能。 也就是说， 它只能完成正信号的开关控制， 而对于负信号则无能为力， 很多初学者向CD4066输入 电压信号，结果导致电流过大、甚至电路烧毁。因此，本设计采 用了两片CD4053实现4路加权电阻的选通 制， 读者也可选择4接点模拟开关DG201CJ芯片进行 选通控制。3.16 定时小吊扇介绍了一款简单易做的定时器加装到小吊扇 上， 可以对小吊扇进行15～60min的定 时。工作原理电路原理图3-16-1所示，虚线左边是微型吊扇原有电路，右边是新增定时器电路。图3-16-1 定时器电路图 在吊扇手动开关SA断开的条件下，按一下按钮开关SB，220V交流市电经吊扇马达M、桥 式整流二极管VDl-VD4、隔离二极管VD5后，对电容器C充电，充电电压实测≤23V。 与此同时，单向晶闸管VS经限流电阻R和电位器RP获得合适触发电流导通，吊扇电机Bl 通电而动转。人手松开SB后，C通过电阻R和电位器RP放电，维持晶闸管VS继续导通。经过一 段时间(延时时间) ，电容C两端放电电压下降到l0V以下，晶闸管VS因得不到足够的触发电 流而在交流电过零时关断，电机Bl电源被切断，吊扇停止运转。此时，电路本身不耗电。 电路中，VDl-VD4组成的桥式整流电路能使晶闸管VS导通后，电机Bl两端获得全波交流 电压。VD5为隔离二极管，其主要作用是防止电容C所充电荷在晶闸管VS导通后逆向释放掉。 吊扇延时停转的时间长短，主要由电容C和RP参数大小确定，此外还与晶闸管VS最低触发电流大小有关。3.16 用单片机制作机器人声音模仿器3.16.1 硬件组成电路(如图3-16-1所示)通过一个驻极体