当前位置： >>
无刷直流电机无位置传感器控制的研究
洳专：ｊ～嗜硕士学位论文浙江大学硕士学位论文摘要随着无刷直流电机在工业控制和家用电器等领域中的应用越来越广泛，其传统 的带位置传感器无席４直流电机控制呈现出越来越多的局限性，由此，无位置传感器 控制便应运而生，特别是“反电势”法无位置传感器控制逐渐受到了人们的青睐， 并成为无刷直流电机控制系统的研究热点及发展主流。 论文在详细介绍了无刷直流电机的运行原理及数学模型的基础上，对反电势过 零检测法无位置传感器控制的原理以及过零检测电路的设计进行了详细的分析和研 究。由于在零速或低速时电机反电势为零或很小，基于反电势的控制方法都需要特 殊的起动技术，本文在分析常有起动方法的优缺点的基础上，提出了一种新的起动 方法一转予位置闭环起动法，该起动方法包括转子零初始位置检测、转子位置闭环 加速以及切换至反电势法运行三个步骤，并通过仿真和实验证明，与传统的三段式 起动方法相比，该起动方法具有更优良的起动性能。同时，本文还对反电势法无位 置传感器控制的检测误差及干扰影响进行了系统的理论分析，并提出了相应的误差 补偿及干扰抑制措施。 最后，确立了以ＭＣ５６Ｆ８０５为核心的无刷直流电机无位置传感器控制系统的硬 件系统，搭建了相应的硬件实验平台。在Ｃｏｄｅｗａｒｒｉｏｒ集成开发环境下完成了整个 无刷直流电机无位置传感器控制系统的软件设计。实验证明，所研制的试验软硬 件平台能很好地完成无｜１８４直流电机无位置传感器控制功能，控制系统结构简单、响 应快速、可靠性高。 关键词：无刷直流电机无位置传感器控制转子位置闭环起动误差补偿及干扰 抑制ＭＣ５６Ｆ８０５浙江大学硕士学位论文ＡｂｓｔｒａｃｔＢｒｕｓｌｉｌｅｓｓ ＤＣｍｏｔｏｒｓ（ＢＬＤＣ）ａｒｅ ｅｖｅｒ－ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇｌｙ ｕｔｉｌｉｚｅｄ ｉｎ ａｐｐｌｉａｎｃｅｓ．Ｗｉｔｈｉｔｓｗｉｄｅｍａｎｙ ｆｉｅｌｄｓ，ｉｎｃｌｕｄｉｎｇａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｉｎ ｍａｎｙｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｓ ａｎｄ ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｆｉｅｌｄｓ，ｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｓｅｌｌｓｏｒｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｉｓ ｎｏｔａｓａｐｐｌｉｅｄｉｎ ｓｏｍｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ．ｓｏ，ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｅｏｎｌａ＇ｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｅｍｅｒｇｅｓｔｈｅ ｔｉｍｅｓ ｒｅｑｕｉｒｅ，ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ Ｂａｃｋ?ＥＭＦ ｍｅｔｈｏｄ ｉｓｓｅｎｓｏｒｍｏｒｅ ａｎｄ ｍｏｒｅ ｕｓｅｆｕｌ ｔｈａｎ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ．Ｎｏｗ，ｉｔ’ｓｂｅｃｏｍｉｎｇｏｎｅｏｆｔｈｅ ｍｏｓｔ ｐｏｐｕｌａｒ ｔｒｅｎｄ ｉｎ ＢＬＤＣ ｃｏｎｔｒｏｌ Ｂａｓｅｄｏｎｓｙｓｔｅｍ．ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ ｔｈｅ ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌ ｍｏｄｅｌ ｏｆｔｈｅ ＢＬＤＣ ｍｏｔｏｒ ｄｒｉｖｅｓ，ｔｈｅｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｂａｃｋ－ＥＭＦ ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ ｔｈｅ ｚｅｒｏ－ｃｒｏｓｓｉｎｇ ｄｅｔｅｃｔｉｎｇ ｅｉｒｃｏｉｔ ａｒｅ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ａｎｄａｎａｌｙｚｅｄ ｉｎ ｄｅｔａｉｌ．Ｂｕｔ ｗｈｅｎ ｔｈｅ ｍｏｔｏｒ ｉｓ ａｔｓｔａｎｄｓｔｉｌｌｏｒａｔ ａ ｌｏｗ ｓｐｅｅｄ，ｉｔ ｉｓｉｍｐｏｓｓｉｂｌｅａｏｒｖｅｒｙ ｄｉｆｆｉｃｕｌｔ ｔｏ ｇｅｔ ｔｈｅ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｆｒｏｍｂａｃｋ―ＥＭＦ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅｐａｒｔｉｃｕｌａｒｍｅｔｈｏｄｔｏ ｓｔａｒｔｕｐ ｔｈｅ ｍｏｔｏｒ ｆｒｏｍ ｓｔａｎｄｓｔｉｌｌ ｉｓｎｅｅｄｅｄ ｉｎｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆｓｙｓｔｅｍｂａｓｅｄ ｏｎ Ｂａｃｋ－ＥＭＦｄｅｔｅｃｔｉｏｎ．ｈｌ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ｔｈｅａａｄｖａｎｔａｇｅ ａｎｄ ｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｔｈｅ ｃｏｎｌｍｏｎ ｓｔａｒｔ－ｕｐ ｍｅｔｈｏｄ ａｒｅ ａｎａｌｙｚｅｄ，ａｎｄｃａｌｌｅｄ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｃｌｏｓｅｄ―ｌｏｏｐ ｓｔａｒｔｉｎｇ，ｉｔｎｏｖｅｌ ｓｔａｒｔ―ｕｐ ｍｅｔｈｏｄ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｗｈｉｃｈ ｏｆｔｏｃｏｎｓｉｓｔｓｔｈｒｅｅ―ｓｔｅｐ－－ｉｎｉｔｉａｌｂａｃｋ―ＥＭＦｒｏｔｏｒｐｏｓｉｔｉｏｎｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ，ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｃｌｏｓｅｄ―ｌｏｏｐ ｓｔａｒｔｉｎｇ，ｔｕｍｉｎｇａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｈａｖｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎｅｒｒｏｒｄｒｉｖｉｎｇ．Ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅｄ ｉｔｓ ｗｅｌｌｓｔａｒｔｉｎｇｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ．Ｒｏｔｏｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎａｎｄ ｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｏｎ ｉｓ ａｌｓｏ ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ｔｈｅｎ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ａｎｄｒｅｓｔｒａｌｎａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ａｒｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ． Ｉｎ ｔｈｅ ｅｎｄ，ｗｉｔｈ ｓｏｆｔｗａｒｅ ｄｅｓｉｇｎ ａｃｃｏｍｐｌｉｓｈｅｄ ｉｎ Ｃｏｄｅｗａｒｒｉｏｒ，ｔｈｅ ｈａｒｄｗａｒｅ ｓｙｓｔｅｍ ｏｆ Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ ＤＣ ｍｏｔｏｒｓｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓｃｏｎｔｒｏｌｂａｓｅｄｏｎＭＣ５６Ｆ８０５ｉｓｂｕｉｌｔａｓａｎｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｐｌａｔｆｏｒｍ．Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓａｎｄ ｐｒａｃｔｉｃａｌｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎｓ ｓｕｂｓｔａｎｔｉａｔｅ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｇｏｏｄｈａｒｄｗａｒｅ ｐｌａｔｆｏｒｍ ａｎｄ ｔｈｅ ａｓｓｏｃｉａｔｅｄ ｓｏｆｔｗａｒｅｃａｐａｂｉｌｉｔｙ；ｉｎｄｉｃａｔｉｎｇ ｔｈｅｄｅｓｉｇｎ ｃａｎ ｓｕｐｐｌｙｓｅｕｓｏｆｌｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍ ｃａｎ ｇｒｅａｔｌｙ ｍｅｅｔ ｔｈｅ ｒｅｑｕｉｒｅｄｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，ａｎｄ ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ １１ｉｇｈｒｅｓｕｌｔｓ ｈａｖｅ ｓｈｏｗｎ ｔｈｅａｃｃｕｒａｃｙ、ｒａｐｉｄ ｒｅｓｐｏｎｓｅａｎｄｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ｏｆｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｍｅｔｈｏｄ． ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓｅｒｒｏｒＫｅｙｗｏｒｄｓ：ＢＬＤＣｐｏｓｉｔｉｏｎｃｌｏｓｅｄ?ｌｏｏｐｓｔａｒｔ－ｕｐ ｍｅｔｈｏｄｃｏｍｐｅｎｔｉｏｎａｎｄｒｅｓｔｒａｉｎａｔｉｏｎ ｏｆｄｅｔｅｃｔｉｏｎａｎｄｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｏｎＭＣ５６Ｆ８０５ＩＩ浙江大学硕士学位论文第一章绪论摘要：本章简要阐述了无刷直流电机的发展历程、特点和应用领域；介绍了国内外对 于无刷直流电机的研究现状以及未来的发展趋势；概述了无刷直流电机的两种控制方 法：带位置传感器控制和无位置传感器控制，并在此基础上概述了当前无刷直流电机 无位置传感器的各种控制方法，以及无传感器控制中常用的起动技术；最后阐述了课 题意义及本文的主要研究内容。１．１无刷直流电机的发展、特点及应用自无刷直流电机诞生以来，共经历了四十余年的发展历史。早在２０世纪３０年 代，就有人开始研制以电子换向来代替电刷机械换向的直流无刷电动机，并取得了 一定的成果，但由于当时大功率电力电子器件仅处于初级发展阶段，使得这种电动 机只能停留在理论研究阶段，而无法推广使用。１９５５年，美国Ｄ．Ｈａｒｒｉｓｏｎ等人首 次申请了用晶体管换向线路代替有刷直流电机机械电刷的专利，标志着现代无刷直 流电机的诞生。１９６２年，借助于霍尔元件的位置检测装置实现换向的无刷直流电机 研制成功。直至１９７８年，原西德ＭＡＭ虹ＳＭＡＮＮ公司的Ｉｎｄｒａｍａｔ分部在汉诺威 贸易博览会上，正式推出ＭＡＣ永磁无刷直流电机及其驱动系统，无刷直流电机才 真正进入使用阶段１１，２１。 永磁无刷直流电动机（简称ＢＬＤｃＭ）是随着电子技术的迅速发展而发展起来 的一种新型电机，无刷直流电动机在电磁结构上和有刷直流电动机一样，但它的电 枢绕组放在定子上，转子上安装永久磁钢。该电机的电枢绕组一般采用多相形式， 经由驱动器接到直流电源上，定子采用电子换向代替有刷电机的电刷和机械换向器， 各相逐次通电在空间产生磁场，和转子磁极主磁场相互作用，产生转矩，使电动机 旋转。无刷直流电动机一般可以分为两类：正弦波型永磁无刷直流电动机和方波型 永磁无刷直流电动机。正弦波型永磁无刷直流电动机反电势波形和供电电流波形均 为正弦波，一般需要较为精密的转子位置信号，位置传感器结构较为复杂，成本较 高，但其控制方法灵活，转矩波动较小，所以一般用于伺服控制系统。方波型永磁浙江大学硕士学位论文无刷直流电动机，或者称为方波电机，其反电势波形和供电电流波形均为方波，控 制系统对转子位置信号要求不高，只需获得若干个转子关键位置的离散信号就可以 了，成本较低，结构简单、且控制方便【３１。大多数情况下，无刷直流电机是指方波 型永磁无刷直流电动机，本文所提到的无刷直流电机均指这类电机‘１，２翔。 作为把电能转换为机械能的主要设备，在实际的应用中，一是要求电动机具有 较高的机电能量转换效率；二是根据生产机械的工艺要求控制和调节电动机的旋转 速度。众所周知，直流电机具有调速性能好、运行效率高、起动转矩大、过载能力 强、动态性能好等诸多优点。但是传统的有屏０直流电机由于其本身结构上存在机械 式的电刷和换向器这一致命弱点，给实际应用带来了一系列的问题。而异步电机虽 然具有结构简单，运行可靠，寿命长，保养维修方便的优点，但是与直流电机相比， 其机械性能差，效率低，起动转矩小，过载能力低，调速控制困难，电动机轻载运 行时功率因数低，增加了线路和电网的损耗。而永磁无刷直流电机则保留了有刷直 流电机的优良调速性能，又省去了机械的电刷和换向器，所以既有传统直流电机的 优良特性，而且与传统的异步电动机相比，永磁无刷直流电动机还具有结构简单、 体积小、重量轻、效率高、功率因素高、转矩／重量比高，转动惯量低、易于散热， 易于维护保养等优点，因而无刷直流电机的应用范围相当广泛，同时，现代电力电 子技术和永磁材料的发展又为其发展提供了基础，因此ＢＬＤＣＭ具有很强的生命力和发展前途。目前，无刷直流电机的应用场合主要有如下几种：（１）办公自动化、计算机外部设备及音像处理设备领域【４】 这类设备要求驱动电动机具有稳速、调速、定位等功能，对电磁干扰和低噪声 要求特别高。如计算机软、硬盘驱动器，光盘驱动器，应急驱动器，激光打印机， 复印机，传真机鼓驱动，ＶＣＤ、ＤＶＤ装置及微型风扇等。而永磁无刷直流电机刚 好能够满足这些要求，因而被广泛采用。但是这类无刷直流电机属于精密型，尺寸 小，加工精度高，产量大，是技术密集型和高投资类产品，目前仍主要由发达国家 提供。这类产品的年产量均以亿台计，国内来源主要依赖进口或组装件，尚难在此 领域取得立足之地。因此，在这一领域的永磁无刷直流电机将有非常广泛的发展空间。 （２）家电领域空调器、洗衣机、电冰箱等主要家电最早使用单相异步电动机，但效率低、利２新扛大学硕士学位论文用率低。为了节能，９０年代初家电开始采用变频调速异步电动机。目前日本９０％以 上的空调器采用永磁无刷直流电机，替代异步电动机变频调速。我国空调器制造厂 也开始采用永磁无刷直流电机，以获得更好的节能效果和节省材料。在相同的额定 功率和额定转速下，如果单相异步电动机的体积和重量为１００％，则永磁无刷直流 电动机的体积为３８％，重量为３４．８％，用铜量为２０．９％，用铁量为３６．５％，效率提高１０％以上。（３）电动交通工具 近年来，电动自行车的生产规模与日俱增，其驱动电机大部份采用有刷直流电 机。但由于直流有刷电机有寿命短，维修难的缺点，随着永磁无刷直流电机价格的 下降及控制器可靠性的提高，采用永磁无刷电机越来越多。同时，由于能源紧张和 环境污染日益加强，电动汽车显示出强劲的生命力，被汽车生产厂和消费者普遍看 好，有资料显示，美国通用、日本丰田、法国雪铁龙等大汽车公司都将电动汽车作为发展方向。我国也同样高度重视，电动汽车已经被科技部列为“十五”期间国家重大攻关项最，也是“十一五”规划中发展绿色交通的重要内容之一。汽车电动助力转 向系统中的驱动电机有有刷直流电机和永磁无刷电机，电动汽车驱动电机有有刷直 流电机、变频异步电机和永磁无刷电机，但它们的发展趋势都是永磁无刷电机，尤 其是日本汽车制造商都采用永磁无刷电机。凡是电动车中涉及安全等重要系统中用 的电机，采用永磁无刷电机替代有刷直流电机将是一个趋势。 （４）工业领域 工业领域中各类加工机械设备、ＩＣ设备、电梯等伺服驱动系统，最初用的是有 刷直流电动机调速系统。７０年代后，因为变频调速异步电动机的性价比优于有刷直 流电动机调速系统，具有结构简单、可靠性高、干扰小、维护少、寿命长的特点， 变频调速异步电动机逐步替代有刷直流电动机调速系统。但是永磁无刷电机具有比 异步电动机体积更小，重量更轻，效率更高等优点，中小功率异步电动机变频调速 系统正在逐步被永磁无刷电动机取代，如日本富士公司有Ｏ．４．３００ｋｗ无刷电机系列。 目前，一般工业机械均采用永磁无刷直流电机驱动系统。 （５）交流伺服系统【５】 随着电力电子技术，微电子技术的迅速发展和各种新颖控制策略的不断涌现， 在高性能伺服驱动领域，交流伺服系统取代传统的直流伺服系统是必然的趋势。交浙江大学硕士学位论文流伺服系统中所用的电机主要有异步电动机和永磁同步电动机两大类。采用矢量控 制的异步电动机已经可以获得接近直流伺服系统的机械特性和宽的调速范围，但是 控制较为复杂，且对电机的参数有较强的依赖性。而由永磁无刷电机构成的永磁伺 服系统，其外特性完全可与直流伺服系统等效，因此ＰＭＳＭ和ＢＬＤＣＭ是交流伺 服系统的主要发展方向。 总之，永磁无刷直流电动机经过多年的发展，在技术上已经逐步成熟，在大量 应用中已经显示其优良特性，应用领域几乎可覆盖所有电动机驱动领域，１．２无刷直流电机的研究现状及发展趋势永磁无刷直流电动机是一种典型的机电一体化产品，主要由电动机本体、位置 传感器、功率逆变器和相关控制策略组成，它的发展与永磁材料、电力电子技术、 计算机控制技术和检测技术的发展密切相关。而这些技术作为极具发展潜力的新兴 技术，必将在新技术蓬勃发展的２１世纪，获得更快、更大的发展，为永磁无刷直流 电机技术的高速发展提供不竭的动力。下面分别从每一部分来分析无刷直流电机的 研究现状及未来发展趋势。 １．２．１电机本体 电机本体作为永磁无刷直流电机控制系统中的核心部分，它的好坏直接决定整 个控制系统性能的优劣。齿槽转矩是永磁电机固有的特性，在电机低速轻载运行时， 齿槽转矩将引起明显的速度波动，进而产生振动和噪声，而齿槽转矩主要是由电机 本体的不合理设计造成的，因此，近些年来，国内外有大量文献研究这个课题，从 总体上来看ｊ目前主要采用如下方法：定子斜槽或转子斜极；分数槽；磁极极弧系 数和磁极分块移位；虚拟齿和虚拟槽；无槽式绕组等等。另外，无刷直流电机的理 想反电势和电流波形分别为１２００梯形波和标准方波，然而实际电机的波形却与理想 情况有所偏差，这也将引起转矩脉动的产生，所以在电机本体设计中，应通过合理 的设计，使反电动势波形逼近理想波形，通常通过采用瓦型磁钢径向充磁方式，绕 组类型采用整矩集中绕组，可以使反电势波形尽量接近理想梯形波【５１。总之，如何 尽可能的消除齿槽转矩及电磁转矩脉动对电机运行的影响，是电机本体设计中关注 的目标，也是未来的发展趋势之一。４浙扛大学硕士学位论文除此之外，永磁无刷直流电动机的结构特点之一就是，转子磁极是由永磁材料 组成，因此，永磁材料性能的优劣将直接影响到永磁电动机的磁路尺寸、电动机本 体体积，成本及其功能指标和运行特性等，所以，加快永磁材料工业的发展，研究 开发出更高性价比的永磁材料，对于进一步推动永磁无刷直流电动机朝着高性能， 多品神化方向发展，以及使中、大容量永磁无刷直流电动机进入大范围实用化阶段， 大大扩展永磁无刷直流电动机的应用领域具有十分重要的意义。． １．２．２功率逆变器【４】 电力电子器件是现代永磁无刷直流电机发展的支柱，直接决定和影响永磁无刷 直流电机的发展。永磁无刷直流电机本身就是采用大功率电子开关元件组成的逆变 器供电的永磁同步电动机，所以电力电子技术是永磁无刷直流电动机发展最为重要 的支撑技术之一，其中大功率半导体器件的发展严重制约着永磁无刷直流电动机的发展水平。电力电子技术自２０世纪５０年代后期诞生以来，发展速度很快，其主功率器件 经历了从最初的晶闸管一Ｇ，ｒＲ―ＭＯＳＦＥＴ―ＩＧＢＴ，从而使永磁无刷直流电动机具有 更大的容量和更高的过载能力。特别是７０年代后期，各种高速全控型器件先后问 世，使电力电子技术朝着全控化、集成化、高频化和多功能化方向发展，为逆变器 实现智能化、高频化和小型化等创造了条件。在ＰＷＭ技术中采用功率场效应晶体 管（ＭＯＳＦＥＴ）和绝缘栅双极性晶体管（ＩＧＢＴ），开关频率可达１０ｋＨｚ以上，电磁噪声 和电流波形都得到了改善。这些为永磁无刷直流电动机的驱动电路性能的提高开辟 了道路。电力电子技术作为一门极具发展潜力的新兴技术，相信在２１世纪必将获 得更快更大的发展，从而为永磁无刷直流电动机技术的高速发展提供强大的动力。 １．２．３位置检测技术 目前，国内外对无刷直流电机的位置检测技术作了比较深入、全面的研究，无 刷直流电机的位置检测方式按照有无传感器来划分的话，可以分为带位置传感器检 测方式和无位置传感器检测方式，下面将分别介绍这两种位置检测技术。 一、带位置传感器的位置检测技术 带位置传感器的无刷直流电机控制是通过位置传感器检测转子位置，将转子位浙江大学硕士学位论文置信号转换成电信号，为逻辑开关电路提供正确的换相信息。目前常用的位置传感 器有电磁式位置传感器、光电式位置传感器、磁敏式位置传感器等。电磁式位置传 感器是利用电磁效应来实现其位置测量作用的，有开口变压器、铁磁谐振电路、接 近开关等多种类型，但由于其体积大、笨重、复杂、在无刷直流电机的应用中基本 已经被淘汰；光电式位置传感器是利用光电效应制成的，由跟随电动机转子一起旋 转的遮光板和固定不动的光源及光敏晶体管等部件组成，其轻便可靠、安装精度高、 调整方便，应用较为广泛；磁敏式位置传感器的基本原理为霍尔效应和磁阻效应， 目前常用的磁敏传感器有霍尔元件、霍尔集成电路、磁敏电阻器及磁敏二极管等多 种，其中霍尔元件应用最为广泛；此外还有正余弦旋转变压器和编码器等多种位置 传感器，但是这些元件成本较高、体积较大、所配线路复杂，因而在一般无刷直流 电动机中很少采用。相对而言，带位置传感器无刷直流电机控制的外围控制电路和 控制方法都较为简单，成本低，所以运用较为广泛【”。然而，带位置传感器有其自 身不可避免的许多缺点，如传感器的安装精度对电机运行性能影响很大，增加了生 产工艺难度等，这些缺点在一定程度上限制了无刷直流电机的推广和使用。针对这 一点，人们提出了无位置传感器的控制方式，并且该控制方式也越来越受到人们的关注。二、无位置传感器的位置检测技术 无位置传感器控制一般指的是无机械位置传感器，即不直接在无刷直流电动机 的定子上安装位置传感器来检测转子位置，而是在电机运转过程中，通过一定的硬 件和软件间接的获得转子位置信号，以实现电机的准确换相。无位置传感器控制是 电机与驱动领域近二十年来的一个重要研究方向，已经开发出了多种控制技术。它 们大多是利用检测定子电压、电流等容易获取的物理量进行转子位置的估算以获取 位置信号，其中主要有反电势法，三次谐波电势法，电感法，状态观测器法ｆ３’６’７，８】： （１）反电势法 通过过检测电机机反电动势（Ｂａｃｋ―ＥＭＦ）来获得位置信号的方法，一般称为“反 电势法”。由于在任意时刻总有一相绕组是不导通的。这时候绕组的端电压（从绕 组端部到直流地之间）或相电压（从绕组端部到中心点之间）就反映出该相绕组的 感应电势。该感应电势由反电势和电枢反应电势组成。由于电机等效气隙一般较大， 电枢反应电势通常比反电势小得多。因此，一般将非导通绕组的端电压或相电压中浙江大学硕士学位论文反映出来的感应电势视作反电势。在实际应用场合，绕组中心点往往是不引出的。 所以，通常将非通电绕组的端电压用于无传感器控制。这种方法容易实现，但往往 带有很多噪声信号，并且在低速或转子静止时不适用，而这是所有反电势法共有的 缺陷，下面将不再赘述。反电势法在无刷直流电机无传感器控制中有三大类应用方 法，即：过零点法、反电势积分及参考电压比较法、反电势积分及锁相环法。 ｉ．反电势过零检测法 在无刷直流电机中，绕组的反电势通常是正负交变的，在通常的换流条件下， 菜相逆变器的上管在相电势下降沿过零点前３００关断，下管在该过零点后３００ 导通；反之亦然。所以，当某相绕组的反电势过零时，转子直轴与该相绕组 轴线重合，因此只要用电压比较器检测到各相反电势的过零点，就可获知转 子的若干个关键位置，从而省去位置传感器。该方法线路简单，技术成熟成 本低，但也存在一些缺点，如：电压比较器对被检测信号中的毛刺，噪声相 当敏感，所以，ＰＷＭ信号的引入可能会导致不正确的换流信号；滤波器的 实际延时角度是随电机转速雨变的，需要根据不同转速做相应补偿；而且， 续流二极管导通引起的电压脉冲将覆盖掉反电势信号。尤其是在高速、重载、 或者绕组电气时间常数很大等情况下，续流二极管导通角度很大超过３００时， 可能使得反电势完全被淹没，无法检测。 试检测续流二极管的导通情况∞３ｌ 该方法是通过监视逆变器里的电流通路来获得转子位置信息，通过设计一种 二极管导通检测电路来监视逆变器反并联续流二极管是否导通。１２００导通型 ＢＬＤＣＭ的两相绕组中总有一相处于断开状态，监视六个续流二极管的导通 就可获得六个功率晶体管的开关顺序。只要检测到续流二极管的导通状态， 就可以知道反电势的过零点，并做适当延迟后，依次触发下一状态的功率管。 但是，该方法不但具有反电势过零检测法的所有缺点，还需要特殊的ＰＷＭ， 且它是建立在忽略逆变器可关断器件及二极管的导通压降的前提下的，实际 这些压降会造成位置检测误差。 证反电势积分及参考电压比较法【８，３４，３５】 该方法是在相电势过零点开始对其进行积分，然后将积分结果与一个参考电 压Ｖｒｅｆ进行比较，以此来确定换流时刻。具体原理是：假定单位电角速度下７浙江大学硕士学位论文相电势关于转子位置０的波形系数可以用函数ｆ（Ｏ）表示，且在电势过零点时 ６＝Ｏ。那么积分结果可以表示为：ｙｉ＝毫∞?ｆ（ｇ）ｄｔ＝ｒ ｆ㈣８＝怠ｆ㈣８（１－１）所以，积分结果与反电势波形有关，但与电机速度无关。假定需要在００位置换流，那么只需将％设定为ｌ－，（口矽口即可。它具有一个非常明显的优点在于可以很方便的实现超前换流，对于高速下转矩脉动的抑制具有很重要的作 用，但是它同样存在一些缺点：对同一系列的电机，或同一电机在不同的温 升条件下，其反电势波形函数ｆ（ｅ）都会有所变化；因此，如果采用固定的参 考电压，则实际的换流角会有所变化，造成电机运行性能的离散性 ｉｖ．反电势积分及锁相环法【８，３６，３７ｊ８】 积分器对非导通相的相电势作积分，积分时间对应６００电角度。在通常的换 流条件下，积分是从反电势过零点前３００电角度开始，到过零点后３００电角度 为止，因此在理想情况下积分结果是０。那么电路中的一个压控振荡器的输 入电压就保持不变，其输出频率也不变。因为压控振荡器的输出信号是触发 一个环行分配器来决定电机的换流时序，所以电机的换流频率也不变，继续 保持正常的换流相序。但是，在动态前提下，如果电机换流已经超前，那么 反电势的积分结果是负值，就会降低压控振荡器的输入电压和输出频率，并进一步降低电机的换流频率、减缓换流时序，直到重新恢复正常换流为止。反之，若电机换流已经滞后，那么反电势的积分结果是正值，就会提高压控 振荡器的输入电压和输出频率，并进一步提高电机的换流频率、加快换流时 序，直到重新恢复正常换流为止。由此可见，控制器、逆变器及电机整个系 统构成了一个锁相环，确保了正常的换流时序。但是，在实际电机绕组的端 电压中还存在一个脉冲信号。这个脉冲是由续流二极管导通引起的。它掩盖 了反电势信号，但是却被当作反电势而积分。所以，当锁相环技术确保积分 结果为０时，电机的换流相序已经漂离了正常值。而且，由于该电压脉冲的 幅值随逆变器直流电压而变，其宽度用电角度表示时随负载和转速而变，因 此换流相序的漂移也是变化的，而且是不可控的。（∞三次谐波电势法 三次谐波电势可以从定子三相绕组端连出的Ｙ连接的电阻网络的中心点到电浙江大学硕士学位论文机绕组中心点之间的电压提取，无论续流二极管的导通角有多大，或者是否存在特 殊的ＰＷＭ调制方式，它都能很好地反映出三次谐波电势。但该方法的缺点是：乱 这种方法仅适用于绕组电感不变、三相参数对称、磁场的三次谐波分量和三次谐波 绕组系数都比较大的电机。在实际应用中，这些前提或多或少得不到满足，因此， 所提取的三次谐波电势信号往往也带有一些干扰。但是这些干扰可以用简单的低通 滤波器来削弱；ｂ．绕组中心点必须引出，这在一定程度上限制了三次谐波方法的应用。 （３）电感法电感法有两种形式：一种是用于凸极式永磁无刷直流电机，另一种是用于内嵌式 磁钢结构的水磁无刷直流电机。电感法主要是用于转子初始定位和起动加速过程中， 用以弥补电机静止和低速时反电势无法检测的情况，该方法主是基于铁心线圈电感 大小受电机磁路饱和影响的原理，通过在电机气隙圆周六个不同位置处施加相同直 流电压（ＰｗＭ得到），比较各个电压矢量激励下不同的电流响应来获得相应的转子 初始位置信号［４０，４¨。 “）基于扩展卡尔曼法滤波器的状态观测器法【９】 在无刷直流电机无位置传感器控制系统中，由于只能测量电压和电流信号，因 而转子的转速和位置只能通过机电方程来计算。将方程写成状态变量方程，取状态 变量为∞（电角速度）、０（电角度），将相电流，负载转矩作为输入。在理想情况下， 就可以直接计算出∞，０。但实际上，相电流和负载转矩均会引入误差，因而直接计 算出的数据不够准确，所以在已有的状态方程的基础上，充分地利用整个可以测得 韵反电势曲线，将反电势ｅ关于∞，０的函数作为观测方程，应用卡尔曼算法，滤 掉建模误差、量测误差、外界干扰，估计出转子旋转的电角度，从而确定转子的位 置，但是该方法控制相对复杂。 总之，与有位置传感器的位置检测技术相比，它省去了位置传感器，从而简化 了电动机本体结构的复杂性，特别适合于小尺寸、小容量永磁无刷直流电动机。由 以上分析可以看出，各种无位置传感器位置检测技术各有特色，但因反电势过零检 测法具有线路简单、技术成熟、成本低、简单易行、可靠等众多优点，所以反电势 过零检测法是比较理想且应用最多的无位置传感器无刷直流电机控制方法。但目前 所提出的各种无位置传感器控制方法都具有各自的局限性和缺点，所以如何完善各９浙江大学硕士学位论文种无位置传感器控制方法在无刷直流电机中的应用，或开发出更全面可靠的、更为 先进的速度及转子位置辩识方法必将推动无传感器永磁无刷直流电动机走向实用 化，这将是无刷直流电机未来的发展趋势之一。 １．２．４无位置传感器控制中的起动技术 上一小节已经提到，反电势法是目前应用最广的一种无位置传感器控制方法， 但是，当电机起动或转速很低时，反电势为零或很小，因而在起动和低速运行时，所 有的反电势法都不再适用，电机无法从零速正常起动，必须采取特殊的起动方法。 所以，采用反电势法检测转子位置的无刷直流电机系统的起动问题一直是国内外学 者致力研究的重要课题，也是比较难解决的课题之一。针对这个问题，国内外研究人 员提出了辅助位置传感器法、外同步驱动方式起动法等多种方法实现无位置传感器 无刷直流电动机的可靠起动。一、辅助位置传感器法该方法是在电机低速运行时采用传感器检测，高速时采用无位置传感器检测的 方法。这里的传感器仅在电机起动时才起作用，安装精度要求不高，并且可使电机 在低速时产生较大的起动转矩，有利于电机的快速起动。然而，由于辅助传感器的 引入，不仅对电机的制造及其性能带来了许多不利的影响，而且这种方法也不是严 格的无位置传感器控制方法。 二、外同步驱动方式起动 外同步驱动方式起动，包括转子定位、加速和运行状态切换三个过程，所以通常 亦称为三段式起动，其具体实现步骤如下【１０，１５，１６，１７，１８，３９］： ｉ．转子定位：让任意两相绕组通电，经过一定的时间之后转子将转至一个预定 的位置，但在此期间，电机转子可能会出现振荡现象。 址加速：已知了转子初始位置后，根据电机转向，触发逆变器的相应两个功率 器件，然后根据预先设定和要求的转子转速的理想变化规律，即加速曲线逐 渐缩短每种组合方式所保持的时间，在电机不失步的前提下转子转速逐渐提 高。但是加速曲线受电机参数、负载转矩、转动惯量等因素影响，在不同的 运行环境下需要通过理论研究和实验调试确定合理的加速曲线，否则电机容易失步。Ｏ浙江大学硕士学位论文ｉｉｉ．切换：当加速到足够高的转速时，可将电机切换至无传感器自同步运行，但 是，切换必须满足一定的条件，否则切换过程中电机运行不平稳，甚至转速急剧下 降、反电势信号太下或夹杂太多干扰而无法检测、最终切换失败。因此文献［２１Ｊ通 过理论分析得出一个安全的切换方法，即先调节定转子磁势间的夹角６接近于１２００，再切换。然而，对于加速这个过程，国内外研究人员还有别的衍生方法，其中一种方法 是，在将电机预定位在某一个确定位置之后，按照给定的转向，依次改变逆变器功 率器件的触发组合状态，与此同时用前述“端电压法”检测反电势过零信号，并通 过提高Ｐ删占空比逐渐提高电机的外施电压以及减小各触发组合状态的持续时间 ｒ，当Ｐ删占空比达到某一值后，使外施电压和持续时问丁均保持不变。由无刷直 流电机运行原理可知，换流时刻固定在吖２处，并在换流时刻检测非导通相的反电势过零信号，到ｒ／２后再换流，这样依次进行。为防止干扰等引起的反电势信号的误检测，所以要连续Ｎ次检测到非导通相的反电势过零信号，才发出切换信号，令 电机切换至无刷直流电机运行状态，实现电机的顺利起动。由此可见，预定位起动 法具有起动可靠，实现简单、方便，对于任意转子初始位置都能可靠实现预定位， 保证电机从零速度起动并快速切换到无传感器闭环方式运行等优点。但是，在加速 过程中，ＰｗＭ占空比、外施电压以及各触发组合状态的持续时间，的选择随电机参 数、负载变化而变化，并且对切换时间要求较严，当电机惯量不同或带一定负载起 动时，切换时间需要调整，否则可能造成起动失败；另一种方法是通过硬件电路来 实现，该方法亦称为升频升压同步起动法，其硬件电路框图如图卜１所示。电路通 以电流后，加在电容ｃ上的电压ｕｃ便缓慢上升，ｕｃ加在压控振荡器输入端，压控振荡 器的输出经分频后作为时钟信号加到环形分配器上，环形分配器的输出信号转换成 换相信号加在功率放大电路上，控制绕组的导通。同时，Ｌｉｅ加到Ｐ咖电路的输入端作 为调制信号，使ＰＷＭ信号占空比随Ｕｃ变化，控制绕组导通的脉冲宽度，也即为控制加 在绕组上的电压。这样，随着ｕｃ的上升，加在绕组上的电压与频率也逐渐上升，以升 频升压方式驱动电机运行。另外，将Ｕｃ与设定的阈值进行比较，当Ｕｃ达到一定数值 后，即电机转速达到一定数值后，经逻辑电路将电机切换到无刷电机运行状态，完成 起动过程。该起动方法对切换时间没有严格要求，在一定升频速度范围内可在空载、 半载以及带一定负载惯量情况下可靠起动，无反转现象：起动过程中电流较大，切换浙江大学硕士学位论文至反电势检测控制方式运行后电流减小；但是，附加的起动电路加大了电机的尺寸， 对于较多应用于微型电机中的无刷电动机是个不小的障碍，而且使电机的可靠性降 低【１ ｏ，１ ９１。Ｖｃｃ 是１勉形蔽换 期傍碍图卜１升频升压同步起动法电路框图以上所介绍的几种起动方法属于外同步驱动方式起动，都需要人为地给电机施 加一由低频到高频不断加速的外同步信号，使电机从静止逐步加速运转。当电机的 反电势建立起来，通过端电压的检测已经能够确定电机转子的位置时，把电机由外 同步运行方式切换为电机的自同步运行方式。但是，在加速过程中，易受负载转矩、 外施电压等诸多因素的影响，容易失步，不可靠；且在切换时，若三相外同步信号 与由位置检测电路输出的三相同步信号的相位差过大，就会导致切换失败，使电机因失步而停转。此外，韩国Ｗｏｏｋ－Ｊｉｎ Ｌｅｅ等人提出了一种基于前述“电感法”的新的起动方法， 该起动方法首先利用电感法确定转子零初始位置，其次在加速起动过程中利用电感 法反馈转子所在新的位置，这样在整个起动过程中都有位置反馈，电机不易失步、 起动可靠且抗干扰能力强，但是利用该方法起动时，起动过程中的位置检测较为复 杂，所以，本文在这种方法的基础上提出了一种新的转子位置闭环起动法，下面章 节将详细介绍。 总之，各种起动方法有各自的优缺点和适用场合，采用何种方法应视具体情况而 定。所以，在未来的研究过程中，应进一步深入研究各种更可靠、性能更优越、适 用范围更广的起动技术，使采用反电势法检测转子位置的无刷直流电机的应用越来 越广泛。１２浙江大学硕士学位论文１．２．５先进控制策略无刷直流电机是典型的机电一体化产品，采用先进的控制策略，可以进一步提 高系统的整体性能。目前在无刷直流电机中应用最广也最为成熟的控制方法有经典 控制理论和现代控制理论。经典控制理论是基于拉普拉斯变换，对应单输入单输出， 主要有ＰＩＤ控制，非线性解耦控制等。较之经典控制理论，现代控制理论为解决经 典控制理论的局限性提供了新思路，它以状态变量为基础，对应多输入，多输出， 主要有模型参考自适应，滑模变结构，状态观测器等。但是，这两种控制方法都具 有一个共同的局限性，即被控对象的数学模型必须预先知道，但是实际应用中，很 多数学模型都是在理想情况下建立的，甚至在某些应用场合，根本无法建立起数学 模型，所以随着人工智能技术的发展，将专家系统，模糊理论，人工神经网络等智 能控制应用到无刷直流电机的控制当中，给进一步提高无刷直流电机的控制性能提 供了一条新的途径１５，１９，２０］。１．３课题意义及本文主要研究内容我国无刷直流电机的研制工作始于二十世纪７０年代初期，但是研究工作主要集 中在一些科研院所和高等院校，受限于我国元器件水平及相关理论与实践相结合的 程度还比较低，因此国内的研究和国外相比还有较大的差距。而从在工业中的广泛 应用开始，无刷直流电机正向各类消费品领域迅速发展，有着十分巨大的应用潜力， 因此，有必要结合国内外的最新研究成果，对无刷直流电机的控制进行系统、深入 的研究，开发并完善出一套性能可靠、优越的无刷直流电机控制系统，特别是无位 置传感器控制系统，有着举足轻重的现实意义。 本课题的主要研究内容是设计出一套采用“反电势法过零检测法”和“电感法” 相结合的无位置传感器控制方式的无刷直流电机控制系统，在原理分析的基础上进 行电路设计和仿真，完成系统的实际调试运行。本文在全面总结现有研究成果的基 础上，针对目前研究的热点和难点，对相关的问题做了比较深入的研究。论文的主 要研究内容如下： 第一章主要阐述了无刷直流电机的发展历程、特点、应用领域、研究现状以及 未来的发展趋势；并概述了带位置传感器运行和无位置传感器运行两种控制方法， 以及无传感器控制中常甩的起动技术。祈江大学硕士学位论文第二章主要研究了无刷直流电机无位置传感器控制的转子零初始位置检测及转 子位置闭环起动。首先，基于磁场饱和程度发生变化，定子电枢反应等效电感会随 着气隙合成磁通的强弱而变化的原理，通过施加六个不同方向的电压矢量（不同电 压矢量作用下电机磁场的饱和程度发生变化），来比较对应的六个不同的电流响应， 在不改变转子机械位置的前提下，确定转子零初始位置；其次，介绍了零初始位置 下的起动方法。在确定转子零初始位置之后，根据预定的相序，施加下一个电压矢 量，并在逐渐加速的过程中通过检测直流母线电流，确定转子的位置，然后再施加 下一个矢量，保证转子不失步的情况下过渡到中速区进行反电势检测；最后，介绍 了如何由起动加速过程切换至反电势过零检测运行。起动加速过程中，当利用本文 所采用的的位置检测方法检测得到的转子位置区间与由反电势过零点计算得到的转 子位置区间连续Ｎ次以上相吻合时，即可直接切换至反电势过零检测运行。 第三章主要研究反电势过零检测法无位置传感器运行。在阐述了“反电势法” 的基本原理以及反电势过零信号的提取方法之后，通过理论分析，给出了反电势过 零检测电路的两个典型设计方案。 第四章主要研究了反电势过零检测法无位置传感器运行时转子位置检测的误 差、干扰产生的原因及消除抑制的方法。由于在检测电路中经过了滤波，所以信号 会有一定的延迟，再加上电枢反应的影响，也会引起一定的信号延迟，需要对反电 势信号进行一定的补偿，此外，还从理论上分析了电机运行过程中，诸如ＰＷＩＭ调 制方式，高频干扰、续流二极管续流等众多因素对转子位置检测的影响，并提出了 相应的补偿方法。 第五章主要对无位置传感器无刷直流电机系统的软硬件设计做了详细的介绍。 其中包括系统驱动电路，检测电路，保护电路，以及主程序，转予初始位置检测程 序，转子位置闭环加速起动及平滑切换程序，相关位置误差补偿程序，以及按键中、断子程序等。 第六章主要对系统进行试验分析，记录实际波形，结合理论分析，得出试验结果。１４浙江大学硕士学位论文１．４本章小节本章简要回顾了永磁无刷直流电动机的发展历程，针对永磁无刷直流电动机的特 点，介绍了永磁无刷直流电动机应用领域：阐述了永磁无刷直流电动机中电机本体、 位置检测技术、功率逆变器以及控制策略的研究现状及发展趋势；概述了带位置传 感器运行和无位置传感器运行两种控制方法，以及无传感器控制中常用的起动技术； 最后，在阐述课题意义的同时，介绍了本文的主要研究内容。断江大学硕士学位论文第二章无刷直流电机无位置传感器控制的转子零初始位置检 测及起动技术研究摘要：由于永磁无刷直流电动机在静止或低速时反电势为零或很小，无法用来判断 转子位置，所以，无位置传感器无刷直流电机的起动是无刷直流电机调速系统的一 个关键技术。本章首先详细介绍了无刷直流电机的基本组成、工作原理及数学模型， 并在此基础上阐述了转子零初始位置检测的原理，其次详细介绍了区别于传统“三 段式”起动法的转子零初始位置起动法，并通过仿真和实验对所提方法进行了详细论证。２．１无刷直流电机的工作原理２．１．１无刷直流电机的基本组成 无刷直流电机主要由永磁电机本体、功率驱动电路，逆变器、转子位置检测装 置四部分组成，如图２－１所示。厂一一一一一一一一一一一一一一一一一一一］图２．１无刷直流电机的基本组成１６浙江大学硕士学位论文一般来说，无刷直流电机是在定子上安放电枢绕组，电枢绕组多为三相结构，但也有四相，五相等多相绕组；转子上安放永久磁钢，永磁转子多为钕铁硼等稀土 永磁材料。功率逆变器工作于直流斩波状态，通过功率驱动电路控制ＰＷＭ占空比， 调节加在电机三相绕组上的直流电压。功率开关器件一般使用Ｐｏｗ盯－ＭＯＳＦＥＴ、 ＧＴＲ，高压大容量电机多采用ＩＧＢＴ或理Ｍ模块。 ２．１．２无刷直流电机的运行原理 三相绕组无刷直流电机的绕组连接方式有三相星形连接和三相三角形连接。三 相星形连接有两种运行方式：三相半控电路方式和三相全控电路方式，图２一ｌ为三相 全控电路方式。三相半控电路方式结构简单，但是每个绕组只通电１／３周期的时间， 因此利用率很低，转矩的波动也大。相较而言，三相全控电路运行方式转矩脉动小， 绕组利用率高，所以在大部分场合都采用三相全控电路方式。三相全控方式又分为 两两导通和三三导通两种方式，其中两两导通方式是指每一瞬间有两个功率管导通， 每隔１／６周期（６００电角度）换相一次，每次换相一个功率管，每一功率管导通１２０。电角 度；三三导通方式是指每一瞬间均有三个功率管导通，每隔６００电角度换相一次，每 个功率管通电１８００电角度【２】。下面以两两导通方式为例，分析无刷直流电机的运行 原理。 对于三相六状态１２００导通方式，各功率管的导通顺序是ＴＩＴ２、Ｔ２Ｔ３、Ｔ３Ｔ４、 Ｔ４Ｔ５、Ｔ５Ｔ６、Ｔ６Ｔ１、…。当转子位于如图２－２（ａ）所示位置时，导通功率管ＴＩＴ２， 电流经Ｔ１管，从ｈ相流入，再从Ｃ相流出，经Ｔ２回到电源，此时在电机定子绕组 中产生如图２―２（ｂ）所示的电枢磁场，该磁场和转子磁场相互作用，使转子顺时针旋 转，直至转子转至如图２―２（ｃ）所示位置关断功率管Ｔ１，开通功率管Ｔ３，电流经Ｂ 相流入，ｃ相流出，再经Ｔ２回到电源，产生如图２－２（ｄ）所示合成磁场，使电机继续 顺时针旋转，这样在Ｔ１Ｔ２、Ｔ２Ｔ３、Ｔ３Ｔ４、Ｔ４Ｔ５、Ｔ５Ｔ６、Ｔ６Ｔ１、…的循环轮流导 通下，转子不断连续的顺时针旋转。改变各功率管的导通顺序，就可以改变电机的 旋转方向。１７浙江大学硕士学位论文Ａ向￥ｘ∽奄ＸＸ（ｃ）（ｄ）图２．２无刷直流电机定转子旋转磁势图２．Ｌ３无刷直流电机的数学模型刚删荆｜；ｉ］［雌］陋一，Ｕｏ，％，巩为电机三相绕组的相电压；ｆｄ，‘，‘为电机三相绕组的相电流；色，既，Ｅ为浙江大学硕士学位论文相互作用而产生的。定子绕组产生的电磁转矩表达式为 ｚ二＝（兄ｌ。＋易ｆ６＋Ｅｊ。）／ｃｏ 机械运动方程为：（２－２）乙一瓦一Ｂｏｏ“警转动惯量。㈤式中乙为电磁转矩，互为负载转矩，口为阻尼系数，国为电机机械转速，Ｊ为由以上分析可以看到，当转子每转过６０。电角度时，逆变器开关管之间就进行 一次换流，定子磁状态就改变一次。可见，电机有６个状态，每一状态都是两相导 通，每相绕组中流过的时间相当于转子旋转１２００电角，每个开关管的导通角为１２００； 同时，由ＢＬＤＣ的数学模型及电磁转矩特性可以看出，通过功率驱动电路控制ＰＷＭ 占空比，调节加在电机三相绕组上的直流电压，就可以改变三相绕组上的相电流及 反电势，进而控制电机的电磁转矩及转速。２．２转子零初始位置检测２．２．１转子零初始位置检测的原理 三相无刷直流电机本体由永磁体和定子绕组两部分组成，以极对数为８、定子 槽数为１２的外转子电机为例，其基本结构如图２―３所示［１０，１９］，直流母线电压通过图 ２．１所示逆变器施加到电机三相绕组上。图２－３无刷直流电机本体结构图１９浙江大学硕士学位论文对于定子绕组采用铁心线圈的永磁无刷直流电机，忽略磁滞和涡流影响后，铁心线圈的磁化曲线，即Ｂ―－Ｈ曲线如图２－４所示。由图可见随着磁场强度Ｈ的增加，磁通密度Ｂ的增加先是较快，后来逐渐减慢下来。这是因为到了后来，大部分磁畴 都已转到与外磁场一致的方向，再加强外磁场也不会有多少磁畴向着外磁场方向调 整其排列方向了。当所有磁畴都转到与外磁场同方向时。附加磁场已不能再加强， 即使Ｈ再增加，Ｂ的增加也很有限，这时材料已进入完全饱和状态【２１】。与Ｂ．Ｈ曲线相对应，铁心线圈的磁导率／ｚｒｅ＝别Ⅳ也随日的变化而变化，图２＾４中也示出了，饥随磁场强度日的变化规律，即随着日的增大，∥。先是急速增大，后又逐渐减小。此 外，由于电枢绕组感应电势Ｅ芘Ｂ，等效励磁电流Ｈ ｏｃＩ，所以Ｅ，，同样满足如图 ２．５所示的关系。进入饱和状态进入饱和状态，图２―４铁磁材料的磁化曲线图２－５感应电势一等效励磁电流曲线根据等效电路的观点，Ｅ＝一三芸，由图２―５可以看出，随着铁心线圈饱和程度甜的变化，等效电感Ｌ也会随之变化，即等效电感Ｌ随着铁心线圈内部磁通的变化而 变化。 对于无刷直流电机，在定子绕组施加一定电压的情况下，气隙磁场由转子磁势 和定子电枢磁势的合成磁势来产生。定子电枢磁势的大小能直接影响电机磁场的饱 和程度。当磁场饱和程度发生变化时，定子电枢反应等效电感会随着气隙合成磁通 的强弱而变化。磁场越饱和，等效电枢电感越小。同理，当转子处于某一固定位置， 而定子绕组施加不同方向的电压矢量时，其合成磁势也将变化，铁心电感Ｌ也自然 随着合成磁势的变化而变化。本文正是基于这一原理成功实现转子的零初始位置检祈江大学硕士学位论文测。假定电机空载时运行在图２－７中空载点位置。如图２－６所示，假定定子电枢绕 组的合成磁势指向Ａ相相轴，电机转子磁势在图２－６（ａ）中虚线以左半平面内的位 置时，转子磁势与定子磁势成大于９００的夹角，电枢磁势对转子磁势起去磁作用， 则此时电机运行在图２―７中ａ点位置，此时等效电枢电感的电感量记为厶；相反， 当电机转子磁势在图争６（ｂ）虚线以右半平面内的位置时，电枢磁势对转子磁势起 增磁作用，此时电机运行在图２－７中ｂ点位置，此时等效电枢电感量记为厶，显然Ｌ＞５２。（ａ）去磁（ｂ）增磁图２－６定转子磁势Ｊ图２－７感应电势一等效励磁电流曲线实际运行中，当给电机定子绕组薤加电压矢量只（Ｏ，１，１），即Ｂ、Ｃ相上桥臂 导通，Ａ相下桥臂导通，此时电机等效电路如图２－８所示。电机静止时，每相反电 势ｅ为零，定子绕组上电压方程为：％＝ｔ妄＋ｆ．足（２＿，）浙江大学硕士学位论文式中【么、墨、‘分别为外加直流电压，等效电阻和等效电感。由前面分析可以知 道，当电机转子位于如图２－６（ａ）、（ｂ）两个不同位置ｇ＿ｌ＇Ｂ３对，定子线圈呈现出的等 效电感不相同，分别为厶和厶（厶＞厶），对应的电流响应‘和ｆ２也不相同，电流的 上升曲线如图２－９所示，其中电流‘，‘可表示为：‘＝鲁（１一ｅ÷） 之专。一彦，式中『ｌ＝上ｌ／墨，巧＝上２／足，ｆＩ，吃分别对应不同电感下魁电路的时间常数。ｃ抛，亿ｓ，Ｒ ＥＬｓ；３。Ｒ／２Ｌｓ＝３’ＩＪ２‘―弋等效变换ｒ２ ｆｌ图２―８电机等效电路图２－９不同电感Ｌ时对应的电流响应曲线从图２－９可以看出，电感Ｌ越大，时间常数ｔ（ｆ工／Ｒ）则越大，电流上升也 越缓慢；随着电压作用时间的增长，电流差值逐渐增大，在与时间常数大约相等时 的电流差值最大，最后电路趋于稳定，此时电流值相等，差值为零。因此在施加电 压矢量作用Ｚ时间之后，比较该时刻的电流值大小可以判断出电路中等效电感的大 小。对于无刷直流电机，当施加相同的电压时，电流值越大，说明此时等效电感越 小，电压矢量施加后气隙磁场越饱和，从而推出转子ｄ轴与该电压矢量夹角越小。 从图２－９还可以看出，电压矢量施加时间Ｚ的选择对于转子零初始位置检测的 成败至关重要，是转子零初始位置检测实施过程中非常重要的一个环节。如果Ｚ过浙江大学硕士学位论文小，不同电压矢量作用下的电流差值不够大，没法反映出转子的相对位置；而如果Ｚ 过大，一方面施加到电机三相绕组上的电压矢量时间过长，有可能导致电机转动； 另一方面，电流已经都达到饱和状态，此时电流近乎相等，这将很大程度上降低甚 至消除了该种方法的有效性。所以，互的选择应该以“保证不同电压矢量作用下的电流差值最明显”为原则。由式（２－２）、（２－３）可知，对于不同电感值的魁电路，相同电压作用下的电流差值可表示为【加州：姒归‘④一ｉ２∞＝警。｛一方，导，找得对应△ｉ（ｆ）最大时的时间值霉，霉可以用式（２―５）表示为：ｅ“，由于电机时间常数很小，可以表示为吒＝ｆｌ＋△，△ａ０，通过将式（２―４）对时闯ｆ求ｚ＝娥若＝ｆ１１ｎ－三Ｌ■＋Ａ‘（２＿５）所以，每个电压矢量作用时间Ｚ应该选为与电机时间常数近似相等的数值，但 是，如果电机时间常数很大，那么旄加那么长时闯之后，有可能导致电机振动甚至 旋转起来，所以应根据具体实际情况选择合适的作用时间Ｚ，以保证转子零初始位 置检测的可靠性。 ２．２．２转予零初始位置检测的实施 结合以上所介绍的转子零初始位置检测的原理，下面将具体分析转子零初始位 置检测的具体实施方法。 根据不同的开关模式，构成六个不同的电压矢量巧（１，０，０），砭（１，１，０）， 巧（Ｏ，ｌ，Ｏ），圪（０，１，１），Ｋ（Ｏ，０，１），圪（１，０，Ｏ）。将该六个矢量构成的 ３６００区间分成六个区域，分别为Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５，尸６，其中Ｐｆ（ｉ＝１，２，３，４，５，６）为电压矢量形Ｏ＝ｌ，２，３，４，５，６）的左右３００区问，如图２―１０所示。渐江大学硕士学位论文图２―１０转子位置区间划定渗 匾巧 忑｝｝ｌ一图２―１１电压矢量作用下直流母线电流响应进行初始位置判定时，为尽量减小施加电压矢量对气隙磁场的滞后影响，施加 顺序以１８０。为间隔，即按Ｋ专巧ｊ匕畸Ｋ专巧＿虼的顺序施加到电机三相绕组 上。每个电压矢量作用一固定时间Ｚ后，对直流母线电流采样，如图２―１１所示。并 分别将采样所得电流值赋给‘（ｉ＝１，４，２，５，３，６），比较六个电流值的大小，假设‘最 大，则说明转子位于Ａ区间内，再比较与形相邻的两个电压矢量对应的电流值，即‘㈣和‘㈨，若‘㈣＞‘。），则可以进一步的将转子确定在Ｐ（ｆ，“?１）区间的３０。范围内：反之，则说明转子位于ｐ（ｉ，ｉ一１）区间内。但是，如果两个最大的，值近似相等，假 如此时是‘和厶，则只需再比较与它们相邻的厶和厶的大小，若，３＞厶，则说明转子 位于更靠近Ｋ矢量的Ｐ（２，１）区间，其余情况作类似分析。利用该原理，可以采取以 上方法将转子实际位置判定在３００范围内。 下面将通过仿真和实验验证以上所介绍的转子零初始位置方法的可行性。 在ＩＩＡＴＬＡＢ７．０的Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下，利用其丰富的模块库，在以第２．１节所介绍 的ＢＬＤＣ数学模型的基础上自建了ＢＬＤＣ的电机模型，如图２－１２所示。相对于 ＭＡＴＬＡＢ７．０中自带的ＢＬＤＣ模型，本文所建立的电机模型考虑了电机铁心线圈的饱和 特性，即随着定、转子磁势相对位置的变化，绕组电感也跟着变化，不再是一个常 量。如图２―１２中“电感Ｌ的取值模块”所示，电磁模块中的电感变量是根据转子 位置及所施加电压矢量（定子磁势）方向作为两个输入量，经过电感取值函数之后得 到当前等效的绕组电感值，电感取值函数则是根据转子位置及所施加电压矢量（定子浙江大学硕士学位论文磁势）间的夹角大小分成四个等级的电感值，夹角越大，电感值越小。图２－１２ ＢＬＤＣ的电机模型在图２―１２所示的电机模型基础上，按本设计所采用样机参数进行仿真。其单相 电阻Ｒ＝４．５欧，电感Ｌ＝０．００３Ｈ，电机时间常数ｆ约为６００ｐ．ｓ。假设将电机转子初始 位置定位于图示阴影区间内，如图２－１３（ａ）所示。按前面所述的转子零初始位置检 测方法将六个电压矢量分别作用于电机三相绕组上，且各电压矢量作用时间互分别 取３００ｐ．ｓ、５００ｐ，ｓ、Ｉｒｅｓ。得到的六个电流响应仿真波形图，分别如图２一１３（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）所示。（ａ）转子实际位置（ｂ）Ｔｓ２３００ｐｓ浙江大学硕士学位论文Ｘ 六个Ｅ ．流值几ｊ 相等――ｆ…Ｖ１ Ｖ４１｝｛【５Ｖ２Ｖ５ｖ＇３，６（ｃ）Ｔｅ＝ｌｍｓ（ｄ）Ｔｓ＝５００９ｓ图２―１３不同作用时间Ｚ下的电流响应波形图（仿真）在与仿真条件相同的情况下得到的六个电流响应实验波形，分别如图２－１４（ｂ）（Ｃ）、（ｄ）所示。‘ａ，ｍ●Ｉ■％如六个电流值凡乎相等?／Ｉ｛卜Ｊ¨｝，ＩＶ６…ＶｌＶ４ＶＺＶ５ＶＪ（ａ）转子实际位置（ｂ）Ｔｓ＝３００“ｓ（ｃ）Ｔｓ＝ｌｍｓ（ｄ）Ｔｓ＝Ｓ００ｐ．ｓ图２一１４不同作用时间Ｚ下的电流响应波形图（实验）从图２―１３（ｂ）、２－１４（ｂ）可以看出，当Ｚ选择过小（３００ｐ，ｓ），还远未达到电机的时 间常数，六个电压矢量作用后的电流差值很小，此时采样所得的直流母线电流没法准祈江大学硕士学位论文确反映转子所在的位置区间；当Ｚ选择过大（１ｍｓ），此时电流响应已经达到稳态，六 个电压矢量作用下的各电流值基本相等，亦无法从电流差值信号中获取转子所在位 置区间的信息，如图２一１３（ｃ）、２－１４（ｃ）所示；而由前面分析知道，电压矢量所施 加的时间由电机的电气时间常数ｔ决定，所以当本系统每个电压矢量施加时间选一 接近电机时间常数的数值（５００肛ｓ）时，通过分别施加巧，巧，Ｋ，Ｋ，巧，圪方向的电压矢 量，并获得相对应的六个电流响应波形。如图２－１３（ｄ）、２－１４（ｄ）所示，此时电流差 值非常明显，且Ｋ对应的电流值最大，由此可判断出转子位置所在区间为电压矢量Ｋ 左右３００区间，这正好与图２―１３（ａ）、２－１４（ａ）转子所在的实际位置区间相一致。可 见，仿真和实验结果完全吻合。所以，通过正确的选择施加时间Ｚ，能够准确的检测出转子的零初始位置。２．３转子位置闭环起动在检测到转子零初始位置后，必须按预定的转向将电机加速至某一转速，直至 无刷直流电机的反电势过零信号能够可靠准确的获得，当满足特定的切换条件时， 即反电势信号能够可靠准确的反映转子位置时，再切换至无刷直流电机的自同步运 行。所以，转子位置闭环起动除了含有前一节所介绍的转子零初始位置检测这一环 节之外，还包括另外两个环节：加速和切换，下面将对这两个环节做详细介绍。２．３．１“起动过程”分析【２，１５】无刷直流电机在三相六状态１２０Ｑ运行时，每一次换相，电机的定子磁势都根据 给定转向向前跃进６０。电角度，经过１／６电周期之后，转子按相同方向旋转６０＇电角 度。理想情况下，每次换相的初时刻转子磁势与定子磁势相差１２００电角度，然而在 起动过程中实际转子磁势与理想转子磁势的夹角常有一定的超前或滞后，超前或滞 后角记为６。假定在任一换相的初始时刻，转子磁势滞后定子磁势（１２００―６）电角度， 而在末时刻，转子磁势滞后定子磁势（６００－８）电角度，在这段时间内转子磁势平均位 置滞后定子磁势（９００－６）电角度。由于定、转子磁势相互作用产生的平均电磁转矩是 定、转子磁势间夹角０（０－－９００－８）的函数，当０＝９０。。时，平均电磁转矩最大，所以为了浙江大学硕士学位论文得到最大的平均电磁转矩，必须使８－－＝０，这就是人们通常所说的“最佳换相逻辑”。 然而在无刷直流电机无位置传感器控制的起动过程中，由于反电势信号无法检 测，没法准确的获得换相信号，很难实现最佳换相，所以在起动过程中６是个不确 定值，受电机参数、起动方法等诸多因素的影响。通常，起动过程中，每次换相时， 转子磁势与理想转子磁势有两种可能出现的状态一超前或滞后，即８＞０或８＜０，如图２．１５所示。ＺＢ（ａ）最佳换相逻辑（ｂ）起动过程中定转子磁势关系图２．１５换相初始状态定、转子磁势图关于６对于起动过程的影响，文献【１５］通过理论分析得出以下结论：（１）当８＜０ 时，转子位置滞后理想转子位置，电流相位超前，假如电机受到负载扰动，转速下 降，则转子磁势平均位置更加滞后于定子磁势，６绝对值增大，电磁转矩变小，这 样转速继续减小，６绝对值继续增大，最终将导致失步。（２）当８＞０时，转予位置超 前理想转子位置，电流相位滞后，假如电机受到负载扰动，转速降低，则转子磁势 平均位置更加滞后于定子磁势，６绝对值增大，电磁转矩变大，形成负反馈系统， 电机能够稳定运行。 所以，在起动过程中，必须保证８＞０，以使电机平稳、成功起动。 ２．３．２转子位置闭环加速 在第一章绪论中，已经详细介绍了目前常用的无位置传感器控制中的起动技术， 由于这些方法本质上都属于他控式同步电动机运行起动，起动加速过程中，定子磁浙江大学硕士学位论文势在某个位置所保持的时间是预先设定好的，随着电机参数、加速曲线、外施电压、 负载大小以及外在干扰的变化，６将是个不确定的值，没法保证在起动加速过程中， 始终满足８＞０，所以电机的起动不可靠、抗干扰能力差。针对这一点，本文介绍一 种新的起动加速方法一转子位置闭环加速。该方法的加速过程不再是外同步开环起 动，而是在加速过程中，不断反馈转子位置，实现了转子位置闭环起动，使用该起 动加速方法起动时，电机不易失步、起动可靠、抗干扰能力强，并且带载起动能力强，下面将详细加以介绍。由上一小节的分析，我们可以知道，在检测到了转子初始位置后，为保证６＞Ｏ， 应根据电机转向，施加～滞后或超前６００～１２００的定子磁势使电机朝给定的转向旋转 起来，各种功率管开关组合方式产生的定子磁势方向及转子区间划分图如图２．１６所 示，起动过程中应施加的定子磁势的具体规律见表２．１。加速过程中，在保持施加 某一定子磁势毛时间之后，按表２－１施加相对应的检测电压矢量得到转子所在的新 的位置区间，最后根据反馈得到的转子位置区间，继续导通相应的功率管。 表２－１起动换相逻辑表Ｎ：医间＼Ｉ ＩＩ逆时针方向旋转导通功率管 Ｔ３Ｔ４ ＴＯＴ３ ＴＯＴ５ Ｔ２Ｔ５ 定子磁势 Ｆ６ Ｆｌ Ｉ＝２ Ｆ３ Ｆ４ Ｆ５顺时针方晦 旋转Ｔ２Ｔ５ ＴｌＴ２ Ｔ１Ｔ４ Ｔ３Ｔ４ ＴＯＴ３ ＴＯＴ５ Ｆ３ Ｆ２ Ｆ１ Ｆ６ Ｆ５ Ｆ４检测电压矢量 导通功率管 定于磁势 检测电压矢量Ｋ圪形ＫＫ矿圪圪Ｋ形Ｋ ＫⅢⅣ Ｖ ＶＩＫ ＫＫ圪Ｔ１他Ｔ１Ｔ４Ｋ ＫＫ矿Ｋ Ｋ巧％图２．１６各组合方式产生的定子磁势图浙江大学硕士学位论文假定检测到转子初始位置在区间Ｉ，且给定电机转向为逆时针旋转，根据表２．１， 则应导通功率管Ｔ３Ｔ４，产生Ｆ６方向的定予磁势，在该矢量的作用下，电机由静止 状态逐渐往逆时针方向加速起动，对于不同的系统，该矢量通电时间ｚｎ。应根据实验 调试得到，本系统取２０ｍｓ。当瓦通电定时结束后，再按照转子初始位置判定的方 法，依次施加两个短时的检测电压矢量Ｋ、圪，并在每个电压矢量施加结束之后检 测直流母线电流‘和厶，通过比较‘和厶的大小，判断转予所在的新的区间，若 Ｌ＞‘，则说明转予已经转至区间Ｉ的下一个区间Ⅵ，否则说明转子仍然在区间Ｉ， 然后再根据表２－ｌ的起动换相逻辑表导通相应功率开关管，在加速过程中，通电时间％逐渐减小，最后稳定在１０ｍｓ，同时施加电压也逐渐抬升，最后稳定在３６Ｖ，其余情况依次类推，使电机运行于转子位置闭环状态。根据实验得到的转子位置闭 环运行下的直流母线电流响应波形，如图２―１７所示。从图中可以看出，整个转子位 置闭环运行过程是在加速电压矢量和检测电压矢量交替作用下完成的。ｓｐｐｅｄ．ｐ曩．锄黼如伯】ｃＳ／Ｓ１∞ｎｓ／ｄｉｑ删㈣㈣ 黼 ㈣删㈣加速电压无量墨崩图２?１７转子位置闭环运行时的直流母线电流波形（实验）由于转子位置闭环加速过程中，不断有转子位置反馈，所以能够保证在整个起 动过程中定、转子磁势间的夹角保持在６００～１２００，即８＞０。所以，由上一小节分析 可以得出，采用转子位置闭环加速的起动方法，能够使电机在各种状态下平稳起动，不至失步。３０浙江大学硕士学位论文同样，在ＭＡＴＬＡＢ７．０的Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下，利用实验所用电机的参数，分别在空 载、带载（小负载为２Ｎ．ｍ，大负载为１６Ｎ．ｍ）以及突加大负载的条件下，对传统的“三 段式”外同步加速法和转子位置闭环加速法进行仿真。电机从零速开始逐步加速， 最后稳定在某一转速下运行的直流电流电流及转速响应波形，如图２―１８所示。ａ．三段式起动（空载）ｂ．转子位置闭环起动（空载）ｃ．三段式起动（带小负载）ｄ．转子位置闭环起动（带小负载）浙江大学硕士学位论文俑删…．，ｉ，ｉｉｆ孵耐．一㈣ 硼｝队…．．．“ｊ…’弧＿『速度上升平稳刑黼ｍ删州㈣觥州㈣黼蝴啪．：～：。一速度响应卸ＭｉＶｎ，ｄｉｖｌ｛越榭特孙豫Ｎｇ．三段式起（突加负载）ｈ．转子位置闭环起动（突加负载） 图２―１８“三段式”起动与转子位置闭环起动比较（仿真） 通过图２－１８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）可以看出，在空载及轻载条件下，采用传统“三段 式”起动法和转子位置闭环起动法均能将电机从零速逐渐加速到某预定转速，但传 统“三段式”起动过程中，转速波动较大，起动不平稳，与之相比，转子位置闭环 起动过程中，转速上升相对平稳。然而，由于转子位置闭环起动过程中，每隔一段 时间之后都需要施加两个检测电压矢量，所以在电机以一恒定转速运行时，转速会 有一点上下波动；而当电机在“三段式”外同步运行时，施加电压矢量使电机旋转 的过程中，由于无需外加检测电压矢量，所以只要每个定子磁势保持的时间选择恰 当，电机运行转速基本没有波动。但是，在实际运行系统中，由于电机从起动到切 换至自同步无刷直流电机运行的过程很短，所以，只要电机能够平稳起动，那么在 起动之后，某一恒定转速下外同步运行时很小的转速波动并不影响电机的起动性能。３２浙江大学硕士学位论文对于在其他条件下，也有类似的结论，下面不再赘述。 通过图２－１８（ｅ）、（０、（曲、（ｈ）可以看出，在电机带大负载起动的条件下，采用 传统“三段式”起动时，转速波动很大，直至失步：而采用转子位置闭环起动时， 转速仍能平稳上升，电机能够可靠起动；在电机外同步运行于某一恒定转速状态下， 如果突加大负载，当采用传统“三段式”起动法时，电机转速迅速下降，电机完全 失步；而当采用采用转子位置闭环起动时，电机转速下降到另一值后，继续稳定运 行。 从以上仿真结果可以看出，采用转子位置闭环起动加速方法起动时，电机不易 失步、起动可靠、抗干扰能力强，并且带载起动能力强。 ２．３．３切换 所谓切换，就是从转子位置闭环起动运行状态，转至“反电势法”无传感器运 行状态，但是，切换需要满足一定的条件，否则切换过程中电机将运行不平稳，甚 至出现电机停转，所以，切换对于整个起动过程也是个相当关键的环节。 在起动过程中，通过施加两个相邻的电压矢量，可以得到转子位置所在区间 ｓｅｃｔｉｏｎ；另一方面，在施加两个相邻的电压矢量检测转子位置之后，开通“反电势 过零信号”捕获端口，实时检测三相反电势过零信号，并相应得到由过零信号所确 定的转子位置ｐｏｓｉｔｉｏｎ，若连续Ｎ次检测到ｓｅｃｔｉｏｎ和ｐｏｓｉｔｉｏｎ相等，则认为切换条 件满足，转至“反电势法”无传感器运行，否则继续让电机运行在转子位置闭环起 动状态，直到切换条件满足为止。 ”’譬．…。熹……。“”””１：””１”；““懈１一猢㈣可件：旷肜列 ∥驴１●．雕腑嘲椭ｉ怖姗；州捋 盯 孤ｉＲ Ｉ］ｌ ｉｌＴｌＪｊＺ判断糟予啦置医闸；…ｉ―ｔ≥≯＿斟＝＝！；：瓤誊；ｊ：艚：ｑ ．篓；箍？鑫蓊：＇。起的反电势过霉 信号的误差图２―１９切换条件判断图浙江大学硕士学位论文从图２―１９可以看出，在施加两个相邻的电压矢量检测转子位置之后检测三相反 电势过零信号以获得转子位置ｐｏｓｉｔｉｏｎ，能够有效的消除由检测电压矢量引起的反电 势过零信号的误差。 图２．２０为采用以上所述的切换方法之后，电机整个起动过程中的直流母线电流 及转速的仿真波形，包括从静止时的初始位置检测、转子位置闭环加速以及由起动 加速过程至无刷直流电机自同步运行的切换三个阶段。从图中可以看出，在初始位 置检测阶段，通过六个检测脉冲检测得到转子零初始位置；之后的转子位置闭环加 速阶段，是在加速电压矢量和检测电压矢量交替作用下完成，转速逐渐增大；当切 换条件满足，电机切入无刷直流电机自同步运行，此状态下，由于不受检测脉冲的 影响，加速电压矢量的施加较为连续，所以直流母线电流基本稳定在某一更小的电 流幅值下。仿真结果说明，本文所述的转子位置闭环起动法能够很好的在空载、带载情况下顺利起动至无刷直流电机自同步运行。＆空载起动ｂ．带载起动圈２。２０转子位置闭环起动过程２．４本章小结本章详细介绍了无位置传感器无刷直流电机的转子零初始位置检测原理、实现 方法，以及转子位置闭环加速起动的方法。通过对转子位置闭环起动的阐述，给出 了本文采用的无位置传感器起动方案。同时，通过实验验证了通过旌加六个不同的 电压矢量，比较各个电压矢量激励下不同的电流响应来获得相应的转子位置信号的 方法能有效地解决无传感器无刷直流电机初始位置的确定，最后还针对转予位置闭 环起动法做了空载起动、负载起动以及起动过程中突加负载的实验，并与传统三段 式起动法相应的实验做了比较分析。浙江大学硕士学位论文第三章无刷直流电机“反电势法”无位置传感器控制摘要：本章首先详细阐述了“反电势法”的基本原理以及反电势过零信号的提取方 法，最后通过理论分析，给出了反电势过零检测电路的两个典型设计方案，并通过 仿真验证了其可行性及各自的特点。３．１“反电势法”基本原理当三相方波型无刷直流电机采用星型绕组和三相六状态１２００导通方式驱动时， 其逆变器功率器件共有六种组合状态，并且转子所在位置、反电势波形及逆变器功 率管触发顺序的组合关系与图３－１相对应。由图３－１（ａ）可见，反电势波形是关于转子 位置和转速的函数，对于理想方波型无刷直流电机，其平顶宽度为１２００电角度，幅 值为Ｋｍ，其中尬为反电势系数，∞为转子电角速度。如图３―１（）所示，在Ｔ０时刻，ｏｂ转子位于ＤＯ位置，即转子ｄ轴滞后Ｂ轴３００电角度，为产生最大平均电磁转矩，触发逆 变器功率器件Ｔｌ，Ｔ２，电流经Ａ相流入，ｃ相流出，产生的电磁转矩使转子按图中顺 时针方向旋转，在Ｔ１时刻，转子位于Ｄ１位置，此时ｄ轴与Ｂ轴重合，ｂ相反电势以为零， 在该电磁转矩的作用下，转子再转过３００电角度之后，即在Ｔ２时刻转子将转至Ｄ２位置， 为保证继续产生最大平均电磁转矩，逆变器功率器件的触发组合状态应该由Ｔｌ，Ｔ２ 导通换为Ｔ２，Ｔ３导通，这样转子继续旋转。由以上分析可以看到，在反电势过零点 出现之后，延迟３００电角度，就是下一个换相时刻。所以，只要能够准确的检测到反 电势的过零信号，就可以判断出转子的位置，再经过３００电角度延时处理之后，就可 以确定准确的换相时刻，当然，由于三相六状态１２００导通方式驱动时每隔６０。就有一 次换相，所以在测出反电势过零时刻之后再延迟的时间也不一定为３００电角度，其延 迟时间可以用通式表示为（３００＋６００×Ｄ，其中ｋ＝０，１，２…，通常当ｋ取０或１，即 在反电势过零点之后延迟３００或９００电角度后，都为电机的换相时刻，然后再根据图 ３―１（ａ）所示的功率器件的触发组合状态触发相应的功率管，从而保证电机运行在自同步方式。新江大学硕士学位论文酞 ）囊咋＼ｉ ｆ７ 、、，移ｉ、 、 、 、 、 、 、、Ａｖ｜、， ／｜、，，｜． ｌ也ＩＺ＿．、１１１Ｂ也！Ｔ６１ｉ５也（ａ）反电势波形与功率器件触发组合状态（ｂ）转子位置与绕组馈电配合关系图３．Ｉ“反电势法”原理３．２反电势的提取由于受ＰＷＭ调制方式，续流二极管续流等众多因素的影响，绕组反电势一般难以 直接检测，因此，需要采取其他方法来间接获得反电势过零点信号，国内外在这方 面做了很多研究，大致有两种变通方式，分别称为“反电势重构法”和“端电压法”，下面分别加以介绍：（１）反电势重构法【８】 以Ａ相为例，假定磁路不饱和，三相绕组完全对称，不计涡流损耗，忽略楣间 互感，其相电压的电压平衡方程式可表示为：Ｕ，吐Ｒｄ＋Ｌ％也（３－１）式中乩为Ａ相相电压，兄为Ａ相绕组电阻，工为Ａ相电感，Ｅ为Ａ相反电势。由 式（３―１）可以看出，绕组的相电压包括电阻压降、电感压降和反电势三部分。对于 电感不变的电机，电感压降可以用串联在电机电路中的变压器来模拟。如果从相电 压中除去电阻和电感压降，就可以重构出各相的反电势。文献中提出了如图３―２所 示的硬件电路。浙江大学硕士学位论文图３－２反电势重构硬件电路然而，虽然用以上硬件电路能很好地描述真正的反电势波形，但是由于变压器 体积很大，串联在电机电路中很容易饱和，损耗也大，并且该方法只适用于电感不 变的电机，如采用表面粘贴磁钢且饱和不严重的电机，所以该方法具有一定的局限性。 （２）端电压法采用三相六状态１２００导通方式驱动时，在任意时刻逆变器总有一相处于不导通 状态，也即在任意时刻总有一相绕组悬空。对于悬空相绕组，其相电压等于其感应 电势，而该感应电势是由气隙合成磁场所产生的。与有刷直流电机一样，无刷直流 电机存在也同样存在电枢反应，所以对于无刷直流电机，其气隙合成磁场由转子磁 钢励磁磁场和电枢反应磁场共同作用，其中转子激磁磁场产生激磁电势，即空载电 势和反电势，而电枢反应磁场产生电枢反应磁势，这两种磁势共同构成感应电势。 但该电枢反应产生的主磁通所需通过的气隙和磁钢的磁导率都很低，因此由其产生 的电枢反应磁势很小；与此同时，转子磁钢励磁磁场比电枢反应磁场大很多，所以 激磁电势也比电枢反应磁势要大很多。因此，可以近似认为绕组中的感应电势等于 反电势，而由以上分析可以看出，绕组反电势的过零点通常就发生在该相绕组悬空 的期间。所以，通过检测绕组的相电压可以间接地检测反电势的过零点［３，１５，４２】。对 于三相星型接法的无刷直流电机，绕组相电压是指相绕组两端的电压，也就是绕组３７浙江大学硕士学位论文端部和绕组中心点之间的电压（如图３―３中虬，Ｕ６，虬所示）。然而，大部分无刷 直流电机都没有中心点引出线，所以直接检测相电压还具有一定的阻难，由此，人 们引入了“端电压法”的概念，所谓端电压，是指绕组端部至电源地之间的电压（如图３―３中也，％，％所示），可以由下式来表示： Ｉ乩＝ｖｏ＋Ｖｏ ｛％＝ｕｂ＋Ｕｏ（３－２） 【ｖｃ＝虬＋Ｖｏ为了更清晰的阐明“端电压法”的原理，首先给出简化的无刷直流电机拓扑结 构，如图３―３所示。由无刷直流电机拓扑结构可以推导出如下平衡方程式：Ｕｏ＝Ｒ¨鲁＋Ｅ ％碱＋哮＋尾 Ｕｃ娟Ｈ％＋Ｅｃ互感之差，Ｅ，毛，巨分别为Ａ，Ｂ，Ｃ三相反电势。三相绕组为星型接法，且没有中点，故：（３－３）式中ｕｏ，ｕｂ，ｕｃ分别为Ａ，Ｂ，Ｃ三相相电压，Ｒ为相绕组电阻，Ｌ为相电自感与乇＋‘＋‘＝０（３－４） 由式（３－２）、（３－３）和（３－４）可求得：Ｕｏ：昙（ｕｊ＋ｕｊ＋Ｕｃ）＋委（局＋毛＋Ｅ）（３－５）假设电机处于电流从Ａ相流入，Ｂ相流出，ｃ相悬空（即导通功率管ＴＩ、Ｔ６） 的状态，此时ｃ相没有电流流过，不考虑ＰＷＭ斩波的情况下，满足如下条件： ｌ‘＝ｏ，魂＝０ｌＥ＋毛＝０ ｌＵ』＋ＵＢ＝Ｕａ 【Ｕｃ＝Ｅ＋砜将式（３－６）代入（３－５）可求得：（３－６）Ｅ：％一姿３８（３．７）浙江大学硕士学位论文由（３―７）可知，只要检测到％与宰相等的时刻，就可以确定反电势的过零点，从而得到转子该时刻的位置：同理可以确定其他两相反电势的过零点时刻，这样就 可以检测到整个３６００区间内六个状态中的所有转子位置状态，从而控制功率管的开 通与关断，实现电机的换相。图３－３无刷直流电机拓扑结构图这种方法容易实现，但往往带有很多噪声信号，需要作一些必要的滤波，但滤 波电路会带来一定的延时，且延时时间是随着反电势频率的变化而变化的。而且， 以上结论都是在假定某一相悬空的前提下得出的，而在高速、重载、或者绕组电气 时间常数很大等情况下，续流二极管导通角度很大，可能超过３００电角度，这样，在 反电势过零时刻，该相绕组并未悬空。仍有电流流过，这样反电势过零信号就将被 淹没，没法检测到反电势过零点，从而导致无法正常换相。在实际运用过程中，以 上问题都是经常遇到的，在以下章节中将对此作进一步的分析。浙江大学硕士学位论文３．３反电势过零检测电路的比较分析通过以上分析可以知道，以Ａ相为例，通过检测相电压乩或（ＵＡ一妻％）的过零 上时刻，即可确定转子的位置，再延时（３００＋６００×七）电角度（其中ｋ＝０，１，２…），就 对应一种换相状态，从而控制逆变器的换相。当ｋ分别取０和１时，换相时刻就分 别发生在反电势过零点延迟３００电角度和９００电角度的位置。对于大多数反电势过零 检测电路都设计成使端电压信号移相３００或９００的电路。但是，由于从相线上直接获 得的端电压信号电压值较高，所以不能直接提供给后续滤波电路和比较电路，需要 对其进行降压处理；同时，端电压信号往往带有很多低频信号以及诸如Ｐ哪斩波的 高频信号干扰，需要经过一定的滤波电路滤波之后再与相应的参考电平做比较。总 之，反电势过零检测电路应该具有对端电压信号做适当分压、滤除低频、高频信号 干扰、以及将端电压信号做相应的相位延迟等三种功能，针对这些特点，国内外研 究人员设计出了各种检测电路，下面将对其中两种比较典型的硬件电路（检测电路１ 和２）作比较分析，其中检测电路１是设计成移相９００，而检测电路２是设计成移相３００。（１）检测电路１ＤＳＰ捕获口图３－４检测电路１框图４０浙江大学硕士学位论文图３―４所示为反电势检测电路１的电路框图，其中三相反电势检测电路要求各 相严格对称。以Ａ相为例，为了检测到反电势的过零时刻，首先从４相端部引入端 电压波形，经由最，墨组成的电路分压，减小端电压中交流信号的幅值，使输入信 号在电压比较器所能承受的最大幅值信号之内，保证电压比较器不至因输入信号过 电压而损坏，然后经过由墨，兄，Ｃ；构成的一阶低通滤波电路，低通滤波器的滤波 电容通常取的很大，形成对端电压的深度滤波，一方面使端电压信号移相尽量接近 ９００，另一方面消除端电压中的ＰＷＭ斩波等干扰信号；同时，由于端电压信号中包括 两个部分，一是相电压信号，一是绕组中心点对电源地的信号（某相绕组悬空期间１其值为妄巩），所以在电路中还应加入大数值隔直电容ｃ４，滤除端电压信号中的直 二流信号，最后将经电阻分压、带通滤波处理之后缛到的端电压信号与零电平送入电 压比较器进行比较，获得方波波形信号，该信号经光耦隔离器件后，输出给ＤＳＰ的 中断捕捉口，作为电机的换相信号。其中零电平是由图示三相星型连接的电阻网络 （由墨。，置。，马：）构成的虚拟中心点电Ｅ－Ｖｏ代替，这样能够保证在电机加速或减 速过程中仍能比较正确地检测转子位置。 为使检测电路１能够很好的检测得到反电势过零信号，应合理设计滤波器元件 参数使其能够有效的滤除ＰＷＭ斩波干扰及直流信号，并使端电压信号在频域上滞后 移相角尽可能接近９００，这样才能实现所谓的“最佳换相逻辑”，下面将以Ａ相为例 来定量分析其抑制干扰的能力以及滞后移相角与输入信号频率之间的关系。图３－５ Ａ相滤波电路如图３－５所示，由墨，蜀，ｃ１组成的一阶低通滤波电路的幅值特性可以表示为：…训２丽菰樯㈨ｓ，由蜀，ｃ４组成的一阶高通滤波电路的幅值特性可以表示为：４ｌ祈江大学硕士学位论文４（∞）Ｉ：］：』鱼亏（３．９）卜南驴铲删觜 卜器‰≥一一赢，弘％～～ｃ鬻一一索，ＪＡ，（２ｚ×１６ｘ１０３）峰０．０００１洛㈣协Ⅲ其中脚＝２∥，厂＝丽ｐｎ，。，．为反电势频率，ｐ为电机极对数，一为电机转速，恼×学聊ｌ『４（２ｚｘ０）峰Ｏ．０００１㈣㈨口（２ｎ＇ｘ―８ｘ２―００．１≈９０。 ６０７根据式（３―８）、（３－９）、（３－１１）可以计算得出一组满足式（３－１２）的滤波器各参数： Ｒ＝马＝４８７ＫＥ！，心＝２０足Ｑ，ｃ１＝ｃ４＝１０ｕＦ? 以上滤波电路进行仿真。给定输入电压频率分别为２６．６７ＨＺ和５．３３ＨＺ（分别 对应转速为２００ｒ／ｍｉｎ和４０ｒ／ｍｉｎ），幅值为３６Ｖ，平顶宽度为１２００的模拟端电压理想 梯形波，经滤波电路后，得到如图３－６所示的输出电压波形。从图中可以看出，此 时已经滤除掉直流信号，输出电压变为幅值变小的正负交变的近似正弦波，且在不 同频率下均有一定的滞后移相角，当电机转速达到２００ｒ／ｍｉｎ时，滞后移相角基本接 近为９００电角；当电机处于４０ｒ／ｍｉｎ低速运行时，滞后移相角小于９００电角。浙江大学硕士学位论文÷。，Ｆ／４ Ｃ－／输入电压『’＼＼番／叉尊寐ｆ ；善相茹＼ｏ／：’Ｖ／－＿（２０ｖ／ｄｉｖ）４…ａ）输入电压频率为２６．６７ＨＺ１０ｍｓ／ｄｉｖｂ）输入电压频率为５．３３ＨＺ５０ｍｓ／ｄｉｖ图３―６检测电路１一相模拟端电压输入输出仿真波形 另外，为了验证检测电路１抑制高频干扰的能力，给定输入频率为１６ＫＨＺ，幅 值为３６Ｖ的模拟Ｐ删斩波信号，仿真结果如图３－７所示。图３―７ ＰＷＭ斩波输入输出仿真波形（５０ｐｓ／ｄｉｖ）从图中可以看出，经过滤波之后，ＰＷＭ的幅值大大降低，近乎为零。所以，检测电路Ｉ对ＰＷＭ高频干扰具有很好的抑制作用。为验证检测电路ｌ的过零检测功能，给定输入模拟三相端电压（给定输入电压 频率为２６．６７ＨＺ，幅值为３６Ｖ，平顶宽度为１２０。的幅值相同、相位互差１２矿的三路 理想梯形波），经过比较器ＬＭ３３９后输出三相过零信号，其仿真结果如下图３－８：＿１｜４Ｌ、．Ｅ｜。、／籼Ａ／输入电压（２０ｖ／ｄｉｖ）；／√―――：‘？＋―――二－＿ 。ｒ一！／ ＼｝：／ｊ厂■■］， 。，输入黾压（２０’ｖ／ｄｉｖ）；｛：一 厂ｊＴ／４Ｆ ｊ｝：．∥Ｊ酝皇攥＿≯：≥．』Ｊ ＼，Ｉ厂生／输拦．‘：竺Ｉ．／厂―ｒ］／广―ｒ１过，出ｒ§：．图３～８检测电路ｌ模拟三相端电压过零检测仿真波形（１０ｍｓ／ｄｉｖ）浙江大学顸士学位论文从图中可以看出，当三相端电压为理想梯形波时，经过检测电路１之后，三相 输出波形的跳变沿都正好发生在反电势过零点延时略小于９００电角度的位置。 从以上理论分析及仿真结果可以看出，滤波电路的滞后移相角随着电机转速增 大而增大，最后接近９０。，这将导致电机在低速运行时超前换相，显然这正与我们 所期望的相反，所以有必要定量分析出电机转速与滞后移相角的关系。 将滤波器各参数带入式（３一１１），可以得出滞后移相角ａ（电角度）与电机转速 的关系如表３―１所示： 表３－１检测电路１滞后移相角与电机转速关系表（２）检测电路２由于只要检测到％与警相等的时刻，就可以确定反电势的过零点，基于这一原理，设计出如图３―９所示的检测电路，这里称之为检测电路２。Ａ图３―９检测电路２框图浙江大学硕士学位论文直流母线电压经过墨，，置。，墨ｓ分压后，得到参考电平ｚＹ＝熹％；同时， 减小的电压信号弘一４＝热％＝瓦Ｒ十１４蚂＋．Ｒ十１５啊，Ｕｄ，比较ｚｒ和ｚＹ一爿的表达式，不难看出，ｚｒ√＝去×ｚｒ，同理可得到，７＿Ｘ―Ｂ＝ＺＸ―Ｃ＝去×ＺＸ。由图中足，＝墨。＝Ｒ罅＝勉，墨。＝＆，，置．＋足，＝足，＋＆。＝足。＋如＝如＋勉ａ以Ａ相为例，从Ａ相绕组端部引出端电压信号，经置。，置，，墨。分压，得到另一幅值以上分析可知，当砑一＿，拟一丑，职一ｃ－与ｚｘ相等时，端电压Ｕ，％，％与半也相等，此时即为反电势的过零时刻。但端电压中含有大量杂波，所以，应该先将端 电压信号经电阻分压之后，再经由低通滤波器，将杂波信号滤去，同时根据反电势 法控制策略的特点进行移相，最后将滤波后的电压信号送入电压比较器，与参考电平砑进行比较，获得反电势过零信号，该信号经光耦隔离器件后，输出给ＤＳＰ的中断捕捉口，作为电机的换相信号。本检测电路中采用的是简单的一阶低通滤波电 路，如图３－９中虚线框内所示。同理，在检测到反电势过零时刻之后，延时（３００＋６００Ｘ七）电角度，七取０，即延时３００电角度，就对应一种换相状态。对于检测电路２，应合理设计滤波器元件参数使其在频域上滞后移相角尽可能接近３００，这样 就能实现“最佳换相逻辑”，下面同样以Ａ相为例来定量分析其抑制干扰的能力以 及滞后移相角与输入信号频率之间的关系。 如图３－５所示，由足。，ｊｋ，ｃ７组成的一阶低通滤波电路的幅值特性可以表示为：Ｊ４（∽Ｊ－了＝――号竽垒――焉 √（马。＋Ｒ，）２＋（Ｒ。ｊｋｃ７∞）。图中ＺＸＡ１为ｚｒ（３―１３）Ａ经低通滤波电路的电压信号，两信号之间的电压和相移方程表达式如下：及４１＝―――堕一及一是６＋Ｒ＂＋．，∞恐６％Ｃ７一４≥盯＝ａｒｃｔａｎｆ塑丝是）、恐。＋如７（３。１４）其中国＝２万ｆ，厂＝丽ｐｎ，厂为反电势频率，ｐ为电机极对数，行为电机转速，浙扛大学硕士学位论文本课题所用电机极对数Ｐ＝８，速度范围在４０―２００ｒ／ｍｉｎ。由于本系统所用Ｐ删斩波 频率为１６Ｋ［ｔＺ，所以为了能够有效的滤除Ｐ硼斩波干扰及直流信号，并使端电压信 号在频域上滞后移相角尽可能接近９０。，该检测滤波电路的幅频特性必须满足如下条 件：ｌ／｜Ｉ（２ｚｘｌ６ｘ１０３）恒Ｏ．０００１ １４（２万×警脚＿００ｌ（３－１５）口（２万ｘ―８ｘ２―００．）≈３０。 ６０、 ７根据式（３－１３）、（３－１４）可以计算得出一组满足式（３－１５）的滤波器各参数： 爱６＝１膨Ｑ，Ｊｋ＝８２ＫＱ，Ｇ＝４７ｎＦ。 对以上滤波电路进行仿真。给定输入电压频率分别为２６．６７ＨＺ和５．３３ＨＺ（分 别对应转速为２００ｒ／ｍｉｎ和４０ｒ／ｍｉｎ），幅值为９Ｖ，平顶宽度为１２００的分压后的模拟 端电压理想梯形波，经滤波电路后，得到如图３－１０所示的输出电压波形。从图中可 以看出，当电机转速达到２００ｒ／ｍｉｎ时，滞后移相角基本接近为３００电角，在电机处 于低速运行时，滞后移相角远小于３００电角。ｊ｝Ｔ／１２。～７７出ｍｖ／ｄｉｖ卜厉 逑二捕Ｎ’Ｎ’ｉ’ａ）输入电压频率为２６．６７ＨＺ１０ｍｓ／ｄｉｖ／输入电压ｅｊＶ，赫）”一…”。巨