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单相光伏并网逆变器的设计及研究
北京化工大学位论文原创性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本 论文不含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。作者签名：耋圭童日期：型［：』：２：关于论文使用授权的说明 学位论文作者完全了解北京化工大学有关保留和使用学位论文 的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属北 京化工大学。学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印 件和磁盘，允许学位论文被查阅和借阅；学校可以公布学位论文的全 部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存、汇编学位论文。保密论文注释：本学位论文属于保密范围，在上年解密后适用本授权书。非保密论文注释：本学位论文不属于保密范围，适用本授 权书。作者签名：耋盘董导师签名：日期： 日期：鲨！！：五：２ 迦！！：占：兰虚趟
学位论文数据集脚Ｙ 洲１ 舢８ ㈣７ 删７ 哪７㈣８ 舢４中图分类号ＴＭ４６４１００１０２０ｌ １０７６７ １００ｌＯ学科分类号密 级５１０８０４０论文编号 学位授予单位代码作者姓名 获学位专业名称 课题来源 论文题目公开 北京化工大学２００８０００７６７ ０８ｌ１０１学位授予单位名称 学号董志意控制科学与工程 自选获学位专业代码 研究方向。光伏发电单相光伏并网逆变器的设计及研究 光伏并网逆变器；死区时间；开关固有特性；正弦脉宽调制２０１０年月日关键词 论文答辩日期事论文类型应用研究学位论文评阅及答辩委员会情况姓名 职称 副教授 教授 副教授 工作单位 学科专长 电力电子技术指导教师评阅入１ 评阅人２ 评阅人３ 评阅人４ 评阅人５崔玉龙北京化工大学 北京化工大学 北京化工大学林伟国王颖检测技术及自动化 光电检测技术撇员蝴答辩委员ｌ王健林 赵众 林伟国王颖 祝海江教授 教授教授北京化工大学北京化工大学检测技术及自动化 先进控制过程监测 检测技术及自动化 光电检测技术 机器人视觉答辩委员２答辩委员３北京化工大学 北京化工大学 北京化工大学副教授 副教授答辩委员４ 答辩委员５注：一．论文类型：１．基础研究２．应用研究３．开发研究４．其它 二．中图分类号在《ｃ中国图书资料分类法》查询。 三．学科分类号在中华人民共和国国家标准（ＧＢ厂ｒ １３７４５．９）（（学科分类与代码》中查询。四．论文编号由单位代码和年份及学号的后四位组成。
摘要单相光伏并网逆变器的设计及研究摘要随着太阳能光伏电池（ＰＶ）和电力电子技术的不断进步，光伏发电已经 成为新能源利用的主流之一。目前，太阳能光伏发电的主要形式是离网、 并网发电并且光伏发电的趋势向着低成本、高效率、大功率方向发展。在 光伏发电系统中，逆变器作用是把太阳能电池发出的直流电转换成与市电 电压同频同相的交流电。本文主要以小功率单相光伏并网系统为研究对 象，对光伏并网系统进行了比较全面、深入的研究，主要内容有： １．分析了单相光伏并网逆变器的主电路拓扑结构和工作原理。对单相 光伏并网系统中直流侧电容、交流侧电感电容、主电路功率管和缓冲电路 元器件的参数进行了计算，从仿真和实验的波形来看，输出电压电流的波 形谐波较少，基本达到了逆变电流和电压同频同相的目的。 ２．为了防止同一桥臂上的功率开关管直通，在正弦波过零点处设置死 区时间，通过电流闭环来对死区进行补偿，然后对整个系统进行仿真分析，通过设置合适的死区时间来改善输出波形，以降低输出波形的失真度。 ３．由于光伏电池输出特性具有强烈的非线性，且输出功率受日照强度 和环境温度等因素的影响，对此本论文分析了光伏电池最大功率点跟踪的 方法，利用变步长的算法跟踪光伏阵列的最大输出功率。４．采用ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ芯片设计了光伏逆变器的控制器，实验结北京化工人学硕十学位论文果表明：输出电压波形的失真度较小，输出功率因数接近１，从而提高了 系统的逆变效率，保证其安全可靠运行。关键词：光伏并网逆变器，死区时间，开关固有特性，正弦脉宽调制， 最大功率点跟踪，ＤＳＰＩＩｍｏｒｅ ｃｏｍｐｒｅｈｅｎｓｉＶｅ ａｎｄ ｍｕｃｈ １．Ｓｉｎｇｌｅｄ印ｔｈ．Ｔｈｅ ｍａｉｎ ｃｏｎｔｅｎｔｓａｒｅ ａｓｆｏｌｌｏｗｓ：ｐｈａｓｅ ｇｒｉｄ―ｃｏＩｕｌｅｃｔｅｄ ｉｎＶｅｎｅｒ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔｏｐ０１０９ｙ ａｎｄＡＣ ｓｉｄｅｏｐｅｒａｔｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｗｅｒｅ ａｎａｌｙｚｅｄ ｉｎ ｄｅｔａｉｌ．Ｔｈｅ ＤＣ ｃａｐａｃｉｔｏｒ， ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｃａｐａｃｉｔｏｒ， ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ＩＧＢＴ ａｎｄ ｂｕｆｒｅｒｃｉｒｃｕｉｔ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｗｅｒｅ ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ ｅ’ｏｍ ｔｈｅ ｗａＶｅ ｆｏｎｌｌ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｐｏｉｎｔ ｏｆ Ｖｉｅｗ ｆｏｒ ｔｈｅ ｓｉｎｇｌｅ－ｐｈａｓｅＣｕｎ－ｅｎｔｇｒｉｄ－ｃｏ皿ｅｃｔｅｄ．Ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔａｔｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ａｎｄ Ｖｏｌｔａｇｅｈａｒｍｏｎｉｃｓｗａｖｅｆｏｍｓｗｅｒｅ ｌｅｓｓ，ｌａｓｔ，ｔｈｅ ｂａｓｉｃｃｕｒｒｅｎｔｈａＶｅ ｉｎｐｈａｓｅｗｉｔｈ ｔｈｅ ｐｕ印ｏｓｅｔｏｏｆ舶ｑｕｅｎｃｙ．ａｎＩｌ２．Ｉｎ ｏｒｄｅｒｐｒｅＶｅｎｔ ｔｈｅ ｓａｍｅ ｂｒｉｄｇｅＩｌＩｔｈｒｏｕｇｈ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈ，ｗｅ北京化工大学硕上学位论文ｐｒｏｐｏｓｅａｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｓｅｔｔｉｎｇ ｔｈｅ ｄｅａｄ－ｔｉｍｅ ｄｕｒｉｎｇ ｔｈｅ ｐｈａｓｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｏｆｔｏｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ 如ｎｄａｍｅｎｔａｌ ｗａＶｅ， ａｎｄｃｕｒｒｅｎｔｃｏｍｐｅｎｓａｔｅ ｔｈｅ ｄｅａｄ．ｔｉｍｅ ｗｉｔｈ ｔｈｅｔｏｌｏｏｐ．Ｔｈｅｎ ｗｅｓｅｔｔｈｅ ａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅ ｔｈｅ ｄｅａｄ．ｔｉｍｅｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ＴＨＤ ｏｆｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｗａＶｅｓ ｂｙ ｓｉｍｕｌａｔｅ ｔｈｅ ｗｈｏｌｅ ＰＶ ｓｙｓｔｅｍ． ３．Ｓｉｎｃｅ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ ＰＶ ｃｅｌｌｓ ｈａｖｅ ｓｔＩ．ｏｎｇ ｎｏｎ．１ｉｎｅａｒ，ａｎｄ ｉｔｓ ｏｕｔｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ｈａｓ ｂｅｅｎ ｉｎｆｌｕｅｎｃｅｄ ｅａｓｉｌｙ ｂｙ ｔｈｅ ｓｕｎｌｉｇｈｔ ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ、 ａｍｂｉｅｎｔ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ａｎｄ ｏｔｈｅｒ ｆａｃｔｏｒｓ．Ｔｈｅ ｐａｐｅｒ ｄｅｓｃ―ｂｅｄ ｔｈｅ ＭＰＰＴ ｍｅｔｈｏｄｓ ｗｉｔｈａＶ撕ａｂｌｅ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｎｅ铆ｏｒｋｏｆ ＰＶＷｒｅ ａｌｓｏ ａｎａｌｙｚｅｓ ｍｅｃａｕｓｅｓａｎｄ ｈａｚａｒｄｓ ｏｆ ｔｈｅａｔ ｌａｓｔ，ｉｔｗｒｈｅｎ ｔｈｅ ＰＶ ｓｙｓｔｅｍｏｃｃｕｍｄａｎｄ ｔｈｅ ｉｓｌａｎｄ ｅ酋睹ｃｔｅｄ，ｉｎｔｒｏｄｕｃｅ ｂｏｔｈ ａｃｔｉＶｅ―ｐａｓｓｉＶｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄｓ ａｎｄ ｐｒｅｖｅｎｔｉｏｎ ４．ＰＶ ｉｎＶｅｒｔｅｒ ｂｙ ｔｈｅ Ｖｏｌｔａｇｅｓｏｕｒｃｅｓ舰ｔｅｇｉｅｓ．ｔｈｅ ｂａｓｅ ｏｆｃｏｎｔｒ０１１ｅｄｏｎＴＭＳ３２０Ｆ２８ １ ２ＤＳＰ ｗａｓ ａｎａｌｙｚｅｄ ｆｂｍ ｔｈｅ ｅｘｐ嘶ｍｅｎｔ ｒｅｓｕｌｔｓ，ｗｈｉｃｈ ｈａｓ ｌｏｗｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｏｕｔｐｕｔ ｗａＶｅｆｏｎｎ ａｎｄ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ＰＦ ｃｌｏｓｅ ｅｆｊＥｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ＰＶ ｉｎＶｅｒｔｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ ｔＯ ｏｐｅｒａｔｌｏｎ． Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｃｉｒＣｌｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ ｌｉｇｈｔ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓ ｒａｉｓｅｄｃａｎｔｏ１，ｔｈｕｓ ｉｔ ｉｎｃｒｅａｓｅ ｔｈｅ ｉｔｓ ｓａｆｅ ａｎｄ ｒｅｌｉａｂｌｅｅｎｓｕｒｅｃｏｎｌｐｌｅｔｅ ｔｈｅ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｑｕｉｃ“ｙ ａｎｄ ｅ伍ｃｉｅｎｔｌｙ’ｔｈｅ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ ｉｓ ｈｉｇｈ，ａｎｄ ｔｈｅ ｅｘｐｅｃｔｅｄ ｇｏａｌ ｈａｓ ａｃｈｉｅｖｅｄ．ＫＥＹ ＷｏＩｍＳ：ＰＶ鲥ｄ―ｃｏＩｌｌｌｅｃｔｅｄ ｉｎＶｅｒｔｅｒ＇ｄｅａｄ―ｔｉｍｅ，ｉｎｈｅｒｅｎｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ，ＳＰ、７｜，Ｍ，ＭＰＰＴ，ＤＳＰＩＶ目录目录第一章绪论……………………………………………………………………．１１．１课题研究的背景及意义…………………………………………………………………ｌ １．２国内外光伏并网逆变器的研究现状……………………………………………………２ １．２．１国外逆变器研究现状…………………………………………………………………２ １．２．２国内逆变器研究现状…………………………………………………………………３ １．２．３光伏并网逆变器的拓扑………………………………………………………………３ １．３本课题的主要内容与创新点……………………………………………………………５第二章单相光伏并网逆变器的设计…………………………………………７２．１单相并网逆变器工作原理与分析……………………………………………………．．７ ２．１．１单相并网逆变器主电路拓扑结构分析………………………………………………７ ２．１．２单极控制的ＰＶ并网逆变器工作分析………………………………………………．８ ２．２单相光伏主电路及滤波电路参数的设计………………………………………………９ ２．２．１逆变变压器的设计……………………………………………………………………．９ ２．２．２主开关器件的选择…………………………………………………………………．．１０ ２．２．３主功率管缓冲电路的设计…………………………………………………………．１ｌ ２．２．４直流侧滤波器的设计………………………………………………………………．１２ ２．２．５逆变器交流滤波器的设计…………………………………………………………．１３２．３ＤＳＰ主控电路的设计…………………………………………………………………．．１６６２．３．１时钟系统电路………………………………………………………………………．１２．３．２ＪＴＡＧ仿真接口电路…………………………………………………………………ｌ ７２．３．３驱动电路的设计……………………………………………………………………．１７ ２．３．４√钔）采样电路…………………………………………………………………………１ ９ ２．４本章小结………………………………………………………………………………．．２３第三章单相光伏并网逆变器的控制技术…………………………………．２５３．１单相光伏并网逆变器的控制目标……………………………………………………２５ ３．１．１单相光伏并网系统的数学模型………………………………………………………２５ ３．２基于ＳＰＷＭ的电流控制………………………………………………：……………．２７Ｖ北京化工大学硕：｝学位论文３．２．１并网逆变器输出反馈控制…………………………………………………………．２７ ３．２．２逆变器电流环开环输出特性………………………………………………………．２８ ３．２．３逆变器电流环闭环输出特性………………………………………………………．２９ ３．２．４电网电压的前馈控制………………………………………………………………．．３ ｌ ３．３直流侧电压的控制……………………………………………………………………３２ ３．４本章小结………………………………………………………………………………．３３第四章基于ＤｓＰ控制逆变器死区产生的机理及影响分析………………３５４．１ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ ＤＳＰ芯片概述及应用…………………………………………………３５４．２ ４．３ＤＳＰ的ＰＷＭ波形的产生方法………………………………………………………．３５ ＳＰＷＭ技术及逆变器死区对输出波形的影响………………………………………．３８４．３．１功率元器件ＩＧＢＴ的基本特性……………………………………………………．．３８４．３．２ＳＰＷＭ控制的基本原理……………………一………………………………………４０４．３．３正弦脉宽调制的实现………………………………………………………………．．４０ ４．３．４单极性调制和双极性调制……………………………………………………………４１ ４．３．５逆变器死区产生的原因及死区效应分析…………………………………………．．４４ ４．３．６死区时间对输出波形的影响分析…………………………………………………．．４７ ４．３．７死区时间的补偿策略………………………………………………………………．．４８ ４．４单相光伏并网系统的模型与仿真分析………………………………………………５１ ４．５本章小结………………………………………………………………………………．．５６第五章太阳电池最大功率点跟踪方法研究………………………………．５７５．１太阳电池最大功率点跟踪……………………………………………………………．５７ ５．１．１光伏电池的工作原理和特性曲线……………………………………………………５７ ５．１．２太阳能光伏电池的最大功率点跟踪………………………………………………．５９ ５．１．３最大功率点跟踪方法的研究………………………………………………………．．６０ ５．２本章小结………………………………………………………………………………６４第六章实验与分析…………………………………………………………．．６７６．１ＩＧＢＴ的驱动波形………………………………………………………………………６８ ６．２光伏并网逆变器输出波形……………………………………………………………．６９ＶＩ第七章总结和展望……………………………………………………………７ ｌ７．１总结……………………………………………………………………………………７ｌ ７．２展望……………………………………………………………………………………７１参考文献…………………………………………………………………………７３ 致谢………………………………………………………………………………７７ 发表的论文……………………………………………………………………．．７９ 作者与导师简介………………………………………………………………．．８ １ＶＩＩ北京化工大学硕上学位论文ＶＩＩＩＣＯＮＴＥＮＴＳＣ ｏＮＴＥＮＴＳＣｈａｐｔｅｒ ｌ Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ……………厶……………………………………………………………．１１．１Ｂａｃｋ舯ｕｎｄ，Ｐｒｅｓｅｎｔ ｒｅｓｅａｒｃｈ ｓｔａｔｕｓ ｏｆｉｎｖｅｒｔｅｒ……………………………………………………．１１．２ ＰｈｏｔｏＶｏｌｔａｉｃ ｉｎｖｅｎｅｒ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ｓｔａｔｕｓ ｏｆＤｏｍｅｓｔｉｃ ａｎｄ １．２．１ Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｉｎｖｅｎｅｒ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ｓｔａｔｌｌｓＦｏｒｅｉ髓………………………．．２ｏｆＦｏｒｅｉ期…………………………………………………一２１．２．２ Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ｓｔａｔｕｓ ｏｆＤｏｍｅｓｔｉｃ………………………………………………．．３ １．２．３ＰＶ鲥ｄ－ｃｏＩｌＩｌｅＣｔｅｄｃｏｎｔｅｎｔｓｉｎｖｅｎｅｒｔｏｐｏｌｏｇ），…………………………………………………．３１．３～Ｉ撕ｏｆａｎｄ ｉｎｎｏｖａｔｉｏｎｓ ｏｆｔｌｌｉｓ ｒｅｓｅａｒｃｈ………………………………………………………５Ｃｈａｐｔｅｒ ２ Ｄｅｓｉｇｎｔｉｏｎ ｏｆＳｉｎ甜ｅ ｐｈａｓｅｐｈｏｔｏＶｏｌｔａｉｃｉＩｌＶｅｒｔｅｒ………………．７２．１ Ｔｌｌｅｗｏｄｄｎｇ研ｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ ａＩｌａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｓｉｎ酉ｅ－ｐｈａｓｅ鲥ｄ－Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎＶｅｎｃｒ…………。７ ｔｏｐ０１０９），ｏｆＳｉｎ舀ｅ－ｐｈａＳｅ鲥ｄ―ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎＶｅｎｅｒ……………………７ ｃｏ腑ｏｌ ＰＶ舒ｄ―ｃｏｌｌｌｌｅｃｔｅｄ ｉｎＶｅｎｅｒ……………………．７ａＩｌｄ ６１ｔｅｒ ａ１１ａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｕｎｉｐｏｌａｒ２．１．１ １１１ｅ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ２．１．２ 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ｏｆＳＰＷＭ……………………………………………………………３８ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ………………………………………………………………．．３９ａｎｄ ｄｅａｄ．ｔｉｍｅ４．３．４ Ｕｎｉｐｏｌａｒ ａ１１ｄ ｂｉｐ０１ａｒ ４．３．５ ＴｈｅｒｅａｓｏｎｏｆＩｎｖｅｎｃｒ ｄｅａｄ．ｔｉｍｅｅ伍；ｃｔ……………………………………．．４ｌ４．３．６ Ｄｅａｄ－ｔｉｍｅ ａ１１ａｌｙｓｉｓ ｏｆｔｈｅ ｉｍｐａｃｔ ｏｆｍｅ ｏｕｔｐｕｔｗａＶｅｆｏｍ…………………………………．４４Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａ１１ａｌｙｓｉｓ……………４８４．３．７ Ｄｅａｄ ｔｉＩＩｌｅ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｓｔｒ．ａｔｅｇｙ……………………………………………………………………．．４５ ４．４Ｓｉｎ舀ｅ―ｐｈａｓｅ研ｄ－ｃｏ彻ｅｃｔｅｄ ｓｏｌａｒｓｙｓｔ锄ｍｏｄｄｓ ａｎｄ４．５ Ｂｒｉｅｆ ｓ１】ｍｍａＩｖ…………………………………………………………………………………………………．．２２Ｃｈａｐｔｅｒ ５ Ｔｈｅ ｓｔｌＩｄｙ ｏｆ ＰＶ ｍａｘｉｍｕｍ ｐｏｗｅｒ ｐｏｉｎｔ ｔｒａｃｌ【ｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ……５３５．１ ＰＶｍａＸｉｎＩ啪ｐｏｗｅｒ ｐｏｉｎｔ ｔｒａｃ虹ｎｇ…………………………………………………………………．５３ｗｏｒｋｉｎｇ砸ｎｃｉｐｌｅａＩｌｄ ｔｈｅ５．１．１ １１１ｅｃｈａｒａｃｔ嘶ｓｔｉｃ ｃｕⅣｅ ｏｆｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｃｅｌｌｓ…………．．５３５．１．２ ＰＶ ｍａｘｉｍｕｍ ｐｏｗｅｒ ５．１．３ Ｔｈｅ ｓｔｕｄｙｐｏｉｎｔ妇ｃｌ【ｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ………………………………………………………．５５ｏｆｍａｘｉｍ啪ｐｏｗｅｒ ｐｏｉｎｔ ｔｍｃｋｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ………………………………５６５．２ Ｂｒｉｅｆ ｓｌｌ瑚ｍａＩｙ…………………………………………………………………………………………………．．２２１ Ｃｈａｐｔｅｒ ６ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ａｎｄ ａｎａｌｙｓｉｓ…………………………………………．６６．１ ＩＧＢＴ ｄｎｖｅ ｗａｖｅｆ．ｏｎｎ………………………………………………………………………………………．．６１ ６．２ Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｏｕｔｐｕｔ ｗａｖｅｆｏｎｎ…………………………………………………………………６３ＸＣＯＮＴＥＮＴＳＣｈａｐｔｅｒ ７ Ｃｏｎｃｌｕｓｉｏｎ……………………………………………………………………………．．６５７．１ Ｆｕｌｌ一ｔｅＸｔ ７．２Ｓｕｍｍａ巧……………………………………………………………………．．６７Ｏｕｔｌｏｏｋ…………………………………………………………………………………６７Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ………………………………………………………………………………………………．６９Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ…………………………………………………………………………………．７３Ｐｕｂｌｉｓｈｅｄ ａｃａｄｅＩＩｌｉｃ ｐａｐｅｒｓ……………………………………………………………………．７５Ｂｒｉｅｆ ｉｎｔＩ。ｏｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ａｕｔｈｏｒ ａｎｄ ｔｕｔｏｒ……………………………………………………………．７７北京化工大学硕士学位论文ＸＩＩ第一章绪论第一章绪论１．１课题研究的背景及意义人类社会的进步，社会经济的发展都离不开能源。当前，人类所使用的电能来源主要是：火电、水电、核科¨。然而，一次能源的有限性及分布的不均衡性，严重制约了各国经济、社会的发展。按照目前人类能源的消耗速度和对一次能源的利用率来 看，如图１．１所示化石燃料在未来会被人类消耗殆尽【２，３１。另外，由于化石燃料的燃烧， 每年有大量的有害气体和尘核排向空中，排放的Ｃ０２会造成全球的温室效应，排放的 Ｓ０２、Ｎ０２等有害气体会导致酸雨，破坏地球环境。由于水力、地热、潮汐等发电受 到气候、地域的影响，有时还会破坏当地的生态平衡；对于核电来说，发展前景光明， 但是对核电发电的技术要求很高，一旦发生核泄漏，后果是非常严重的（如前苏联的 切尔诺贝利核泄漏和２０１１年日本地震造成的核泄漏，给社会带来了非常大的危害， 在几十年甚至上百年都难以消除），并且核废料的处理也很难解决。综合上述情况， 人们寻找新能源来取代一次能源已迫在眉睫【４１。太阳能蕴藏着人类取之不尽的能量， 它不停地向宇宙空间发送巨大的能量，据有关计算，仅一秒钟发出的能量相当于１．３ 亿亿吨标准煤完全燃烧所放出的热量，而到达地球表面的太阳能，大约相当于目前全 世界所发电能力总和的２０万倍。‘＝＿世界■Ｉ一中Ｉ●２２∞年２枷年２ｉ５０年 ２ｉ∞年豳ｉ一盈舯年加∞年Ｌ 缓 溺一 豹勘 －豳 豳 豳豳。隧与其他新能源（氢氧燃料电池、风能）相比，太阳能光伏电池发电技术比较成熟，并 且不会产生有毒、有害气体和废料，因而不污染环境，同时太阳光不受地域的限制， 可随处可以得到，使用方便、安全，成本低廉，是可再生能源。现在太阳能的利用主 要包括热利用和光伏利用。首先热利用主要是：太阳能热水器和太阳能热发电等；其 次是太阳能的光伏利用，主要分为：（１）太阳能独立光伏发电系统‘５１，（２）太阳能并网光公司的并网逆变器，其输入电压范围１５０～２５０Ｖ，最大输入电流７Ａ，额定功率为７００ｗ， ＴＨＤ＜３％（ＴＨＤ，总谐波畸变），逆变效率９３％，白天逆变器损耗小于４Ｗ，晚上小于 ０．１Ｗ，并具有孤岛效应，过电压电流保护等。而多支路光伏逆变器是ＳＭＡ公司的新 产品，其具有最大功率点跟踪功能和直流交流两种能级结构，多个并联支路共用一个逆变电路。西门子公司生产的光伏并网逆变器与Ｓｍ公司的逆变器不同的是它采用了主从式结构，这种逆变器是多个逆变器通过串并联来到达用户要求容量光图ｌ－２ ｓｕｎｎｙＢｏｙ７００逆变器Ｆｉｇ．１?２ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｏｆ Ｓｕ彻ｙ Ｂｏｙ ７００２第一章绪论伏发电系统。除了上述两家公司以外，美国的Ｓａｔｃｏｎ公司所生产的光伏逆变器类型和 西门子的产品基本相同，为了满足客户的需要也将多台逆变器并联构成系统，而且在 逆变器中集成了ＭＰＰＴ（ＭａＸｉｍｕｍ １．２．２国内逆变器研究现状Ｐｏｗｅｒ Ｐｏｉｎｔ１ｈｃｋｉｎｇ：最大功率点跟踪）环节【９＇ｌ ０１。与国外发达国家相比，我国的光伏逆变器技术还有很大的差距。就国内而言，合 肥阳光电源有限公司、中国科学院电工研究所等科研单位对光伏逆变器进行了研究， 并研制成功了小中大功率的逆变器，其逆变效率接近国际水平。主要类型为组串型、 电站型光伏逆变器，如图１―３所示合肥阳光电源公司的含变压器型小功率逆变器，其 主要参数为：最大直流电压４５０Ｖ，满载ＭＰＰ（ＭａＸｉｍｕｍＰｏｗｅｒＰｏｉｎｔ：最大功率点）电压范围为２００～３８０Ｖ，额定功率为３ＫＷ，最大交流输出电流１５Ａ，频率５０Ｈｚ／６０Ｈｚ，失真度ＴＨＤ＜３％，功率因数＞Ｏ．９９。现在国内对光伏并网逆变器的研究还是采用 ＭＰＰＴ和逆变器分离的结构，并且产品型号也比较单一，最为重要的是光伏并网逆变 器的生产和我国的光伏产业政策还没有达到一致。但是随着电力电子及控制技术的发 展，我国在光伏发电产业方面，面临如此巨大图１．３阳光电源的逆变器 Ｆｉｇ．１－３Ｉｎｖｅｎｅｒ０ｆ‰ｇ ｇ嘲ｑｇ Ｐ０ｗｅｒ的国内市场需求和广阔的发展前景，要实现国内光伏发电的商业化，就必须全面提升我国的光伏并网技术，特别是核心技术即光伏逆变器，这样光伏发电在我国才会得到更加全面的发展，因此要发展我国的光伏发电系统必须真正掌握光伏发电的核心即逆 变器技术【ｌｌ＇１２，１３１。１．２．３光伏并网逆变器的拓扑光伏并网发电系统的核心是逆变器，它分为两类：电流型光伏并网逆变器和电压 型光伏并网逆变器【１４，１５１。电流型的光伏并网逆变器的特征是在逆变过程中，经过电感滤波，直流电流基本恒定，逆变器直流侧相当于电流源。那么整个逆变器的直流侧则北京化工大学硕十学位论文为高阻抗特性，而电压型光伏并网逆变器的的特征是在逆变过程中，经过电容滤波， 直流电流基本恒定，逆变器直流侧相当于电压源。图１．４（ａ）（ｂ）为两种类型的拓扑结构。 在当前，从结构上把光伏发电系统分为工频和高频两种【１６．１７】。所谓工频太阳能光 伏并网逆变器就是在逆变器后带有工频变压器，其原理把太阳能光伏电池发出的直流 电先通过ＤＣ／ＡＣ转化为高频的正弦脉宽幅度调制（ＳＰＷＭ：Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：）波，再经滤波电路，最后通过工频变压器和电√ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ～耳群墨 寸辨。 ＿竺ＩＩｌＶｅ他ｒａ．电压型逆变器；ｂ．电流型逆变器 图ｌ－４单相光伏并网逆变器拓扑ａ－、，ｏｌｔａｇｅ ｈｌｖｅｒｔｅｒ如－Ｃｍ代ｎｔ Ｆｉｇ．１－４Ｐ血ｃｉｐｌｅｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ ｐｈａｓｅＰＶ鲥ｄ―ｃｏＩｌＩｌｅｃｔｅｄ ｉｎＶｅｎｅｒ ｔｏｐｏｌｏｇｙ网连接，实现并网发电。工频并网系统结构如图１．５所示。Ｉ针ｌ专ｆ盯％＿＝一一’卜、ｆｏｆＦｒｅｑｕｅｎｃｙ图ｌ－５上频逆变的结构图 Ｆｉｇ．１?５ ｔｈｅ ｉｎＶｅｒｔｅｒｓ ｓ仇ｌｃｔｕｒｅ¨虬ｆ ％“’蛭√宁。 （ｑ图ｌ＿６高频无变压器的逆变结构图Ｆｉｇ．１－６ １１１ｅｈｉ曲－舶ｑｕ朋ｃｙ ｓ仇ｌｃｎ聪谢ｔｌｌｏｕｔ缸ａｎｓｆｏｎＩｌｅｒ高频并网逆变器的工作原理是：把太阳能光伏电池发出的直流电经过高频ＤＣ／ＤＣ 变换技术，将低压直流电逆变为高频低压交流电，然后经过高频变压器升压后，再经 过高频整流滤波电路整流成３００Ｖ以上的高压直流电，最后通过工频逆变电路得到 ２２０ｖ工频交流电供负载使用，高频逆变器的优点：高频逆变器采用的是体积小，重４第一章绪论量轻的高频磁芯材料，从而大大提高了电路的功率密度，使得逆变电源的空载损耗很 小，逆变效率得到了提高。通常高频逆变器峰值转换效率达到９０％以上。但是其也有 显著缺点，高频逆变器不能接满负荷的感性负载，并且过载能力差。高频并网逆变器结构如图１―６所示。 目前，除了上述两种逆变器，还可以根据逆变器功率开关器件的数量分为四开关拓扑和六开关拓扑两类【体】。图１．７给出了国外研究的四种单相光伏并网逆变系统的拓扑结构。其中图（ａ）【１９１（ｂ）【２０】为四开关的拓扑电路；图（ｃ）【２１】（ｄ）【２２】为六开关的拓扑电路。函托丫，ｆ圪丫 ｑ；ｌ ５“；％艇Ｚ ｔｉｒ、ｊｑ｜融．，ｌＩ如｝ｆ．，Ｉ，ｊ‘ｔ“ｊ；殳～，≯～ 岭‰ ～￡一‰叫恸一?丁；；≮一‘：瘪美是督守靠；箩 ‘ｌ了一主主一参中一女≮ 一？；￡｛《｝ａｂ一四开关拓扑结构：ｃｄ一六开头拓扑结构 图ｌ－７单相光伏并网系统的拓扑电路ａｂ?Ｆｏｕｒ－ｓｗｉｔｃｈＦｉｇ．１－７ｔｏｐｏｌｏｇｙ；ｃｄ―Ｓｉｘ－ｓ谢ｔｃｈ ｔｏｐｏｌｏｇｙＳｉＩｌｇｌｅ－ｐｈａｓｅ鲥ｄ．ｃｏ册ｅｃｔｅｄ ｓｏｌａｒ ｓｙＳｔ啪ｃｉｒｃｕｉｔ ｔ叩ｏｌｏｇ），当前，一些新的逆变器的拓扑已经用在了光伏并网逆变器中，如三电平并网拓扑 和多电平拓扑‘２３斟１，在使用中将功率开关管串联使用，其优点是它们可以增加功率开 关管的耐压能力，减少光伏并网系统输出的高次谐波，缺点是对它们的控制复杂，基 于这个条件当前使用的还是电压型的桥式拓扑结构【２５～３０１。１．３本课题的主要内容与创新点本文对光伏发电系统的核心问题：光伏并网逆变器进行较为深入的分析和研究， 从理论上对单相光伏逆变器的拓扑进行分析，并在此基础上研究了ｌｋｗ可并网的光 伏逆变器。本文主要研究工作和创新点如下： （１）对单极控制的逆变器主回路的拓扑进行了研究，同时对单相光伏并网发电系统 中主电路的设计和参数进行了推导和计算。 （２）针对死区时间对单极调制的正弦脉宽幅度调制（ＳＰＷＭ）光伏逆变器输出波形 的影响，根据功率开关管的开关特性，提出了在正弦基波换相处设置死区时间的方法，５北京化工大学硕ｆ：学位论文并对死区时间的计算给出理论推导。最后通过Ｍａｔｌａｂ／ｓｉｍｕｌｉＩｌｋ仿真验证，该方法可以 获得良好的输出电压波形，有效地降低输出电压波形失真度。 （３）由于太阳电池输出功率受到环境温度、日照强度等周围环境因素的影响，本文 在理论上研究了太阳能光伏电池最大功率点跟踪的五种方法，并对其中两种最常用的 方法：扰动观测法和电导增量法进行了分析和研究，从而得出用这两种方法可以快速、 稳定地跟踪太阳电池阵列的输出的最大功率。 （４）完成了基于芯片ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ（数字信号处理：Ｄｉ舀ｔａｌ Ｓｉ朗ａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ） 为核心的单相光伏并网系统的控制电路及控制程序的设计，并进行相应的软硬件调 试。６网，主要对电压型ＳＰＷＭ全桥逆变器的主电路结构及参数进行选择，并对驱动电路和 检测电路进行了设计。２．１单相并网逆变器工作原理与分析２．１．１单相并网逆变器主电路拓扑结构分析单相光伏并网系统采用全桥式逆变的主电路拓扑结构，如图２．１所示，Ｃ５为直流侧的滤波电容，Ｖｌ～Ｖ４是构成主电路逆变桥，Ｄｌ～Ｄ４是反并联二极管，ａ～Ｃ４及 尺ｌ～皿是对应的缓冲电路的电容和电阻，Ｒ为交流侧等效电阻，工Ｉ、Ｇ，组成了交流 侧的三Ｃ交流滤波电路，用来滤除逆变器输出波形的高次谐波，从而保证并网输出波 形的品质。图２．１单相光伏并网逆变器原理图Ｆｉｇ．２－ｌＰｒｉｎｃｉｐｌｅ ｄｉａｇｍｍ ｏｆ ｓｉＩｌｇｌｅ ｐｈａｓｅ ＰＶ鲥ｄ－ｃｏ衄ｅｃｔｅｄｉｎｖｅｒｔｅｒ单相单极控制的光伏并网逆变器是将太阳电池发出的直流电逆变成工频交流电， 经过交流滤波器和逆变变压器后与电网连接。单相光伏并网逆变器的输入采用电压型 输入，输出采用对逆变电流进行控制的全桥逆变电路。通过控制逆变器的输出电流的 频率和相位，使电流环的输出响应时间比功率开关管开关时间小，以此来跟踪电网电压的频率和相位，幅值要保持正弦输出，最终可达到并网运行的目的。其中，％ｄ是电网电压，“Ｂ经逆变器输出的是高频的ｓＰｗＭ电压波，经过交流滤波电路、变压器北京化工大学硕七学位论文后并入电网【３１１。 ２．１．２单极控制的Ｐｖ并网逆变器工作分析单极控制的光伏并网逆变器以图２―１的四种开关模式工作，以图中电流方向为正， 图２．２给出了逆变器四种开关模式下的工作情况。 在（ａ）中，功率开关Ｖ。、Ｖ４导通，太阳能光伏电池发出的直流电逆变成交流电输 入到电网，并网电流增大，电感储存能量。 在（ｂ）中，功率丌关ＶＩ、Ｖ３导通，太阳能光伏电池发出的直流电对逆变器直流侧 的电容进行充电，逆变器滤波电感储存能量通过Ｖｌ和Ｄ３组成闭合回路馈入电网，并 网电流减小，电感储能也减小。 在（ｃ）中，功率开关Ｖ２、Ｖ３导通，逆变器滤波电感储存的能量一方面反馈给电网 外，另一方面对直流侧滤波电容进行充电，此时电感电流及能量都下降。ｄａ．功率开关Ｖｌ、Ｖ４导通；ｂ．功率开关管ＶＩ、Ｖ３导通 ｃ．功率开关ｖ２、Ｖ３导通；ｄ．功率开关管Ｖ２、Ｖ４导通图２．２功率器件在不同开关模式下的工作状态ｓ谢ｔｃｈ Ｖｌ，Ｖ４ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ；ｂ－ＰｏⅥ惯ｓ谢ｔｃｈｅｓ Ｖｌ，ｖ３ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｂ―Ｐｏｗｅｒ ｓ诹ｔｃｈ ｖ２，Ｖ３ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ；ｄ―Ｐｏ、）ｌ惯ｓ、）ｌ，ｉｔｃｈｅｓ ｖ２，Ｖ４ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎａ－Ｐｏｗｅｒ Ｆｉｇ．２―２ ０ｌｐｅｒａｔｉｏｎａｌ ｓｔａｔｌｌｓ ｏｆｐｏｗｅｒ ｄｅ讥ｃｅｓ ｕｎｄｅｒ ｔｌｌｅ ｄｉ行即即ｔ ｓ、以ｔｃｈ ｍｏｄｕｌｅ在（ｄ）中，功率开关管Ｖ２、Ｖ４导通，光伏电池对直流侧滤波电容进行充电，电感 储存的能量通过Ｄ２和Ｖ４组成回路输入到电网，此时并网电流和电感能量都减小。 从上述分析可知：单相光伏逆变装置是一个能量的Ｂｕｃｋ．Ｂｏｏｓｔ（升降压）组合的第二章单相光伏并嘲逆变器的设计变换器，当能量从直流侧流向交流侧时，它相当于是一个Ｂｕｃｋ（降压）变换器，当能量 从交流侧流向直流侧时，它相当于是一个Ｂｏｏｓｔ（升压）变换器。由此我们得出：并网逆变系统直流侧的电压必须大于交流侧峰值电压，这样才能保证光伏系统正常工作。２．２单相光伏主电路及滤波电路参数的设计单相光伏并网逆变器主电路参数的选择在整个光伏发电系统中起着非常重要组 成作用，通过计算选择电路中元器件的参数，对于整个光伏逆变系统是非常重要的， 同时滤波电路参数的选择对于保证整个系统的稳定运行、输出波形的质量和并网后电 流的品质也是非常重要的，表２．１所示为单相光伏并网逆变器的设计性能指标。表２．１单相光伏并网逆变器的设计性能指标Ｔａｂｌｅ２－ｌ Ｔｈｅｄｅｓｉ龋ａｎｄ 规格 输入电压 输出电压 输出功率 输出波形 功率因数 调制频率 整体效率 保护ｐｅｒｆｏｎｎａｎｃｅ ｏｆＳｉｎｇｌｅ．ｐｈａｓｅ ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ ｉ１１ｖｅｎ盯 要求２４―４８ＶＤＣ单相ＡＣ２２０Ｖ ｌＫＷ 标准正弦波０．９９ ２０ｋＨｚ８７％过电压，欠压，过电流２．２．１逆变变压器的设计由于光伏阵列是由多个相同的光伏电池模块通过串并联组成，所以这种光伏并网逆变器的输入电压变化范围较宽，大约为１８０Ｖ～３５０Ｖ，而输出要求必须是稳压的。根据以上的要求设计了带有工频变压器的光伏逆变器如图２．１所示。桥式逆变电路用 ＳＰｗＭ（正弦脉宽幅度调制）控制方式工作，将为１８０～３５０ｖＤＣ（直流）电压逆变 成高频的ＳＰｗＭ波形，逆变后的ＳＰｗＭ波形经滤波器和变压器升压得到与市电同频 同相２２０Ｖ的交流电。逆变变压器输出有效值２２０Ｖ，峰值为３１１Ｖ的交流电，考虑到 变压器副边绕组电压降，副边电压峰值为３１２Ｖ，变压器原边经过交流滤波器后输出电压的有效值最低位１８０Ｖ。Ⅳ＝Ⅳ２／Ⅳｌ＝３１２矿／１８０ｙ≈１．８（２一１）逆变器输出功率为户ｏ＝１３００Ｗ，设变压器的效率为９５％，则原边功率为９北京化Ｔ人学硕上学位论文Ｐｌ蝴＝１３６８Ｗ。因为变压器中含有基波的成分相当大【３２１，所以选择４００Ｈｚ的硅钢Ｃ型铁芯，其华Ｏ．９，ＢＭ＝１．２Ｔ，Ｋ＿ｏ．３，户３Ａ√ｍｍ２＝３×１０６刖ｍ２。所以铁芯面积乘积为：似＝两者嚣丽１３００ｒ１＋Ｏ．９５）Ｏ．９５×４．４４×５０×０．９×Ｏ．３×３×１０６×１．２（２．２）≈１．２×１０―５伽４夕＝１２００ｃ聊４其中，后波形系数，Ｂｍ为一周磁通密度的变化量。 由此可以选出ＣＤ型４００Ｈｚ的硅钢铁芯。由此可以查出截面积彳。，求出硅钢铁芯的有 效面积＆，即：ｓｅ＝ＡｅｘＫｅ（２．３）原边绕组的匝数根据以下公式求出：Ｍ＝Ｋ哪。／（绚噩戌） 那么副边匝数％可根据公式Ｎ２＝ＮＩｈ（２－４）（２．５）求出，ｚ＝２。 ２．２．２主开关器件的选择 在电力电子开关器件中，电力晶体管（ＧＴＲ：Ｇｉａｎｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）和门极可关断晶闸 管（ＧＴＯ：ＧａｔｅＴｕｍｏｆｆｔｈ河ｓｔｏｒ）是双极性的电流驱动器件，它们具有电导调制效益，所以其通流能力很强，但是缺点是开关速度较低，所需驱动功率大，并且驱动电路相 对复杂；而电力ＭＯＳＦＥＴ是工作频率高，约１００ｋＨｚ￣１ＭＨｚ，但单管耐压低、电流小， 且驱动电路相对简单，其主要应用于大功率或特大功率的逆变电路中【１６１。基于上述三ＪＥＯＥＣ ＳＴＹＬＥ ＴＯ．２?１７￡Ｇ图２．３ ＴＯ封装的功率开关ＩＧＢＴＦｉｇ．２―３ １’ｏ－ｔｙｐｅ ｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈ ＩＧＢＴｌＯ第二章单相光伏并网逆变器的设计种功率器件，将这两类器件的优点而结合成一种新的器件即绝缘栅双极晶体管（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｌｌｓｉｓｔｏｒ），其以优良的开关特性、较低的饱和压降以及容易驱动等特点在中小功率的逆变电源中广泛应用。 直流输入的最高电压为３５０Ｖ，所以选择功率器件耐压为６００Ｖ。那么开关管的峰 值电流：ｊ＾，＝Ｊｌ肘＝５．９×１．８＝ｌＯ．６２Ａ（２―６）考虑到直流端滤波电感和负载感性的影响，功率管的额定电流为４０Ａ，选择功率管ＩＧＢＴ的额定电流为６０Ａ，选用如图２―３所示的型号为ＨＧＴＧ３０Ｎ６０８３Ｄ直插型功率开关管，其主要参数如表２．２所示。由于二极管具有与主功率开关管相同的额定电 压和额定电流，所以二极管选用ＩＸＹＳ．ＤＳＥＰ８（１２～１２００Ｖ）。 ２．２．３主功率管缓冲电路的设计缓冲电路又称吸收电路，其作用是抑制电力电子器件的内因过电压、ｄ朋ｆ或者过电流、ｄｆ／出，以减少功率器件的开关损耗。如图２．４中所示，在关断缓冲电路中，Ｒ、 Ｃ组成的缓冲电路。该电路可以有效地吸收开关管关断时线路中的杂散电感上产生的 感应峰值电压，使得功率管的漏．源电压尖刺在输入电压附近，从而可以保证功率管在 关断时不会因过电压而击穿。其原理是在稳态时，无论开关管处于导通还是截止状态， 电容Ｃ两端的电压均为输入电压，当功率开关管两端的电压高于输入电压时，此时功 率器件两端的电压被箝位在电容电压，利用电容两端的电压不突变性，这样就可以有 效地抑制功率器件上的关断尖峰电压，同时电容Ｃ通过Ｒ向输入电源放电，这样电容 上的能量一部分回送到电源，一部分消耗在电阻Ｒ上【３２’３３１。表２－２ｌＧＢＴ的相关参数ＴＩａｂＩｅ ２－２ ＩＧＢＴ ｒｅｌａｔｅｄ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ在图２．３（ａ）中Ｃ为缓冲电容，尺为放电电阻，ｆ为电压上升限制时间。缓冲电电容量Ｃ为：Ｃ＝Ｉｍ×ｆ Ｉ Ｖａ（２．７）’尺ｃ＝（｛～｛）瓦。（２．９）一渺。：一攀一蓁２．２．４直流侧滤波器的设计 １．直流侧电容的选择 光伏并网逆变系统直流侧电压一般通过电容直接滤波，也可以是其他滤波器。电 容滤波输出信号较大，滤波电容大，一般选用电解电容，有时采用与无极性电容并联， 这种滤波形式电容的充放电电流大，电容寿命会受到影响；电感滤波是平滑供给负载 的电流，减小电流纹波，控制输出电流，并网系统直流侧滤波电路的主要作用是【３４，３５，３６】： （１）稳定直流母线电压。当太阳日照强度和光伏电池环境温度在某一时刻不变的情 况下，光伏电池可提供一个有限的直流电流，在开关管换相的时候，直流侧的电容在 瞬间可提供大的直流电，这样就可以使光伏电池输出的电压稳定。 （２）减小直流端的谐波电压。一方面，从整个单相光伏并网系统的稳定性来看，直 流侧电容的参数选择要尽可能的小，这样使直流电压能快速跟踪输入的指令电压；另 一方面，从满足电压外环的抗扰动性的指标看，直流侧电容应越大越好，可以避免光 伏并网系统因受到扰动时太阳光伏电池阵列电压的变化。１２第二章单相光伏并网逆变器的设计对于光伏并网系统直流侧电容器的选择需要满足下式：Ｇ≥瓮式中： Ｐ一太阳能电池阵列输出功率，取１ｋＷ亿１１）Ｊｉ卜电压纹波系数，取Ｏ．１泸一太阳电池输出电压１８０Ｖ＆ｒ电网角频率３１４ ｒ删ｓＧ≥罢：―型罢生：１９８５心’乙‘￡―――■一＝――――――■――一＝ｌ ｙ６）Ｕｒ七Ｕ２缈 ０．１×１８０２×３１４‘取Ｃ主３３００心，采用４００Ｖ／３３００心的铝电解电容，如图２．５所示。豳图２－５ ４００Ｖ／３３００ｌｌＦ的铝电解电容 Ｆｉｇ．２―５ ４００Ｖ乃３００ＨＦ Ｅ１ｅｃ的１州ｃｃａｐａｃｉｔＩＤｒ２．２．５逆变器交流滤波器的设计为了使正弦脉宽调制（ＳＰＷＭ）逆变器具有较好的输出波形，针对ＳＰＷＭ控制的单 相逆变器谐波次数较高的特点，采用二阶ＬＣ低通滤波网络。从逆变器无功容量最小的 角度，设计了单相电压型ＳＰＷＭ逆变器ＬＣ滤波器，该方法综合考虑了滤波器的频率特 性、功率因数等要素，根据该方法选择ＬＣ参数，可以优化滤波器性能。ＬＣ滤波器是 低通滤波电路，它可以有效地抑制高次谐波，得到与电网同频同相的交流电。单极控 制的光伏逆变器滤波参数的选择，它不仅影响到电流环的动、静态响应，还制约着光 伏逆变器直流侧的输入电压、输出功率等【３４’３５，３６１。具体表现有以下几点： （１）可以把光伏并网系统逆变输出电压通过变压器与电网电压相隔离，通过对光伏 逆变器输出电压幅值和相位控制，实现对光伏逆变器输出电感电流幅值和相位的控 制。 （２）通过滤波电路，可以滤除由功率管开关和死区时间造成的高次谐波，保证输出 波形同市电压同频同相。１３北京化工大学硕士学位论文图２－６交流侧滤波电路Ｆｉｇ．２－６ Ｆｉｌｔｅｆ ｃｉｒ．ｃｕｉｔ ｏｆＡＣ ｓｉｄｅ（３）在保证获得谐波较小的并网电流波形的同时，还能根据电网要求输送无功功率。ＳＰＷＭ逆变电路输出电压、电流接近正弦波，但由于使用载波对正弦信号波调制， 再加上死区时间的影响，输出波形产生了大量的谐波分量。这些谐波分量的频率和幅 值是衡量ＳＰｗＭ逆变电路性能是非常重要的。在调制度不变时，单相桥式ＳＰＷＭ逆 变电路的谐波频率为：，ｌ吐±尼缈，，（ｎ＿ｌ，３，５，．．．；ｋ＝Ｏ，２，４，…），经分析得出，ＳＰＷＭ 波中不含有低次谐波，那么为了使滤波器输出电压接近于正弦波同时又不会引起谐 振，ＬＣ滤波器的截止频率．斤＝１／２万√上Ｃ远小于ＳＰｗＭ电压中所含有的最低此谐波 频率，同时又要大于基波频率。通常危选为载波频率的ｌ／２５～１／４０【１６，３５１。 （１）对电感的选取 交流侧滤波电路如图２．６所示，滤波电路对基波信号不产生衰减，而对高频谐波 电流起到极大地衰减作用。电网电压可以看做稳定的电压源，即：―――――ｂｉ一＝世．．△ＵＢ（２一１２）厶ＫＣ．６Ｓ２＋（厶＋ＫＣＲ）Ｓ＋Ｒ＋Ｋ在上式中尺是滤波电路的等效电阻，一般来说Ｒ较小，设Ｒ＝Ｏ，则――――３生一＝世Ｉｌ（２．１３）△Ｕ▲Ｂ厶ｊ，（五Ｓ２＋￡Ｓ＋Ｋ 有劳斯判要使屯ｌ和‰保持同步，则Ｇ（ｓ）屯ｌ删也．ｓ垅要在短时间内保持稳定，据可知，此系统是稳定的，那么二阶系统的特征方程：①（ｓ）＝ｓ２＋２靓ｓ＋％２由于０＜孓１，系统是欠阻尼震荡，即（２―１４）∞ｎ＝ｑ１吨ＣＫ（２―１５） （２一１６）善＝瓜｜２ｃＫ所以上＜４ＣＫ。１４电感值的大小与输出纹波电流有关， 电感选择越大，纹波电流越小，线路损耗也第二章单相光伏并网逆变器的设计减少，但是电感损耗和体积会增大，因此电感的选取要考虑多方面的因素，通常电感三ｌ上的纹波电流选择为额定电流的１ ５％～２５％，在这里我们选择２０％。在单极性ＳＰＷＭ波驱动时，设ＩＧＢＴ的一个周期导通时间为ａ孔（ａ为占空比）瓴，：掣姬ｍｈ‘（２－１７）在Ｖ卜ｖ４导通时，逆变桥相当于降压斩波电路，如图２．２（ａ）所示。此时设伏在电 流为小Ｅ为电网电压列出下列方程：￡粤＋ＲｆＩ＋Ｅ：ｕＡＢ 出＾Ｄ。（２．１８）、在此阶段电流的初值设为Ｊｌｏ，说侬，解上式得：‘却一÷＋竿（１ ｉ乇在Ｖ１、Ｖ４处于断态时，设负载电流为如，那么断态是的电路方程为：（２．１９）三警＋她＋Ｅ一氓Ｂ所以（２－２０）㈣。Ｐ导＋竿（１一Ｐ导）当电流连续时，有（２－２１）厶ｏ＝ｆ２（ｆ２） ｊ２０＝“＾）（２－２２）（２―２３）在一个开关周期内＾ｏ和如。分别是负载电流的最小值和最大值。若￡１无穷大，则负载 电流在一个开关周期内的平均值为一条直线，电流大小为而；若己ｌ取值比较小，则在 一个开关周期内就会出现断流的情况。我们可以取Ｖｌ、Ｖ２在某一开关周期死内，可 对电流断续进行分析。电流断续五ｌｏ＝０，且轳ｋｎ＋ｆｘ时，尼＝Ｏ，利用（２．２２）、（２．２３）两式可得：ｆ。：山［塑坐】ｍ＞呈掣 ｍ＞７：＝广（２．２４）在电流断续时，祭栅，所以有ｋｒ２‘２，） （２－２５）其中（夕＝丁／ｆ，ｒ＝尺／厶川＝Ｕ／Ｅ，印＝‰）１５北京化工大学硕二Ｉ：学位论文在朋＜≤≥时电流连续，所以我们得出：￡＞坚ｌＩｌ竺二！±竺（２．２６）（２）对电容的选取 对于交流滤波电路的电感Ｌｌ、电容ｃ６的设计有时需要折中的，若滤波电容选值 越大，流入电容的无功功率就会越大，流经电感三ｌ和功率元器件的电流越大，引起的 损耗就越大，这样会降低系统的整体效率，若Ｃ６选取越小，则电感越大，造成整个 系统的体积越大，并且电感上的压降越大，一般地，通常选取总功率的１５％，作为电 容的无功功率计算‘３７?３８＇４９１。ｃ＝１５％＿南ｐ２兀厂×矿２（２―２７）、 ７其中Ｐ为系统的额定功率，厂为调制波的频率，ｙ为交流额定电压。 由上式可得：Ｃｒ－１２．８∥Ｆ 综上所述：三＝１．８ｍＨ２．３ＤＳＰ主控电路的设计２．３．１时钟系统电路ａｃＬＫⅨ勃饿ａ。片内振荡时钟电路；ｂ＿片外振荡时钟电路图２－７ ＤＳＰ２８１２系统的两种时钟电路 ａ．ｏｎ―ｃｈｉｐ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｃｌｏｃｋ ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ；ｂ―Ｃｈｉｐ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｃＩｏｃｋ ｃｉｒｃｕｉｔＦｉｇ．２－７ Ｃｏｌｃｋ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆ．ｏｒ ＤＳＰ２８ ｌ ２ｓｙｓｔ锄１６第二章单相光伏并网逆变器的设计ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２处理器上的片上晶振和锁相环模块为内核及外设提供时钟信号， 并且控制器件为低功耗模式。片上晶振模块允许使用２种方式为器件提供时钟，即采 用内部振荡器或外部时钟源。如果使用内部振荡器，必须在Ｘ１／ＸＣＬＫＩＮ和Ｘ２这两 个引脚之间连接一个石英晶体，一般选用３０ＭＨｚ。如果采用外部时钟，可以将输入的 时钟信号直接接到Ｘｌ／ＸＣＬＫＩＮ的引脚上，而Ｘ２悬空，不使用内部振荡器。晶体振 荡器及锁相环模块的结构如图２．７（ａ）所示。锁相环模块除了为Ｃ２８ｘ内核提供时钟 外，还通过系统时钟输出提供快速和慢速两种外设时钟，如图２．７（ｂ）所示，系统时 钟主要通过外部引脚ＸＰＬＬＤＩＳ及锁相环控制寄存器控制。因此，在采用系统外部时 钟并使能ＰＬＬ的情况下，可以通过软件设置Ｃ２８ｘ内核的时钟输入【３９１。２．３．２ＪＴＡＧ仿真接口电路ＪＴＡＧ（Ｊｏｉｎｔｔｅｓｔ ａｃｔｉｏｎｇｒｏｕｐ）是ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ芯片的仿真接口【３９１，是符合国际标准测试协议的，ＪＴＡＧ接口是用来对芯片进行在线仿真的，它在仿真的时候可月∞图２－８ Ｊ１：ＡＧ仿真电路接口 Ｆｉ９２－８ＪＴＡＧ ｓｉｌＩｌｕｌａｔｉｏｎｉｎｔｅ血ｃｅｃｉｒｃｕｉｔ以允许多个器件通过ＪＴＡＧ接口串联在一起，形成一个ＪＴＡＧ链，实现对各个器件的 分别测试。ＪＴＡＧ编程方式是在线编程，在常用的生产流程中先对芯片进行预编程实 现，然后再装到板上与目标系统相连。为实现ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２与仿真器的通信，ＪＴＡＧ 与ＤＳＰ芯片的接口电路如图２．８所示，在ＥＭＵＯ和ＥＭＵｌ的两个信号端口加上拉电 阻，这样为了保证输入信号的上升时间降到ｌ叩ｓ脚’４１１以下。 ２．３．３驱动电路的设计电力电子器件的驱动电路是电力电子主电路与控制电路之间的接口，是电力电子 装置的重要环节，对整个装置的性能有很大的影响。采用性能良好的驱动电路，可使 电力电子器件工作在理想的开关状态，缩短开关时间，减小开关损耗，对装置的运行 效率、可靠性和安全性都有重要的意义【１６】。＼本文设计的是小功率的单相光伏并网全桥逆变器，使用如图２―９的电路作为单相１７北京化工大学硕｝二学位论文光伏并网逆变器功率开关管的驱动电路，功率开关管ＩＧＢＴ为电压型驱动型器件，在 ＩＧＢＴ的栅射极之间有数千皮法的极间电容，为了建立驱动电压，要求驱动电路有很 小的输出电阻，它用＋２０Ｖ直流电源供电，在驱动电路的输出端产生＋１５Ｖ的开通电压 和．５Ｖ的关断电压，并且其内部有ＨＰ３１２型号的高速光耦隔离芯片，这种高传输光耦 合器是由＋１２Ｖ电源供电并且它的如／如非常的大，响应时间小于１∥ｓ，在栅极串入一 只低值电阻，可以减小寄生振荡，但是串入门极电阻的大小也会影响ＩＧＢＴ的开通和 关断的特性入表２．３所示，开通的电阻要小，这是为了有更快的丌通速度，降低ＩＧＢＴ 的开通损耗，在关断时需要一个较大的门极电阻，可以降低ＩＧＢＴ的关断速度，减少 过电压尖峰。．『弭巳：叫！｝＝＿Ｊ‘ｍ盂２１ 厂譬现＝凸 ｑ‰ｉ尼ｊ＜＝ ：Ｑｊ唾图２．９光伏逆变器驱动电路Ｆｉｇ．２－９ Ｄ―Ｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ＰＶ ｉｎＶｅｎｅｒ对于低开关损耗，无ＩＧＢＴ模块振荡，低二极反向恢复峰值电流和最大ｄｖ／ｄｔ限 制，栅极电阻必须体现出最佳的开关特性。在通常情况下，额定电流大的ＩＧＢＴ采用 较小的门极电阻，额定电流小的ＩＧＢＴ需要较大的门极电阻，但是在大多数的应用中，导通栅极电阻‰比关断栅极电阻风ｆｒ小，根据公式２．２８来计算门极电阻值。『，表２－３一门极电阻对ＩＧＢＴ开关特性的影响 Ｃｈａｒａｃｔ拍ｓｔｉｃｓＴａｂｌｅ ２－３ Ｇａｔｅ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ ｉｎｎｕｅｎｃｅ ＩＧＢＴ ｓ、）Ｉ，ｉｔｃｈｉｎｇ民＝（圪（。ｎ）一‰。ｆｒ））／ｋＲＭｓ１８（２．２８）图２．１０电压传感器连接电路Ｆｉｇ．２－ｌＯＶｏｌｔａｇｅ锄ｎｓｄｕｃｅｒ ｃｏ皿ｅｃｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ卜 ⑦ ∞＋路Ｍ．墓篮 Ｄ≥图２．１ｌ电流传感器连接电路Ｆｉｇ．２－１１ Ｃｕｎ．ｅｎｔ廿ａＩｌｓｄｕｃｅｒ ｃｏ仰ｅｃｔｉｏｎｃｈｕｉｔ１９北京化工大学硕上学位论文器将大的电压电流信号转变成小的电压电流信号，然后经ＤＳＰ芯片转换成数字信号。 本文选用的电流电压传感器型号分别是ＷＢｌ４１ｌＳ９７和ｗＢＶ４１１Ｕ０７，该电流电压传感 器具有精度高、高隔离、低漂移等特点。产品采用卡装式结构，端子接线，安装方便， 适用于电源设备、电力网监测自动化系统、工控监测系统、铁路信号系统等。图２．１０ 为电压传感器连接电路，采集逆变器交流侧市电电网的电压。图２．１ｌ为电流传感连 接电路，采集逆变器输出电感电流。表２．４为电压传感器技术参数，表２．５电流传感 器的技术参数。表２－４ ＷＢｌ４１ｌＳ９７技术参数Ｔｈｂｌｅ ２－４ １’ｅｃｈｎｉｃａｌ ＤａｒａｍｅｔｅｒＳｏｆＷＢｌ４ １１ Ｓ９７ ＷＢｌ４１１Ｓ９７参数名称 输出范围ＡＣ Ｏ～５Ａ输入范围 精度等级 线性范围响应时间 输入阻抗 过载能力 负载能力ＡＣ ０―５０Ａ０．１级 Ｏ％～１２０％标称输入 １５邮 约为０３０倍标称输入，持续５ｓ５ｍＡ ５ｍＡ ＞２．５ｋＶＤｃ，ｌｍｉｎ静态电流隔离耐压 环境温度商业级：０℃计５０℃．．Ｔ业级：．２５℃―?７０℃５０ｐｐｌｌｌ／℃温度漂移 输出特性 供电电压安装跟踪电压士１２Ｖｄｃ（士１５Ｖｄｃ）采用５ｍｍＤＩＮ，也可以用Ｍ３镙栓将传感器固定在任何平面上第二章单相光伏并网逆变器的设计（２）电网电压采样电路 单相光伏并网逆变器的输出电流和市电电压要保持同频同相，数字信号处理芯片 应采集市电电压的频率和相位以实现逆变器输出的功率因数为ｌ。表２．５ ＷＢｖ４１ｌＵ０７技术参数ＴａｂＩｅ ２―５ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ ｐａｒａｍｅｔｅｒＳ ０ｆＷＢＶ４ ｌｌ Ｕ０７参数名称 输出范围ＷＢＶ４１１Ｕ０７ＡＣ ＯＶ～５Ｖ ＡＣ １０Ｖ～１０００Ｖ输入范围精度等级 线性范围 响应时间 输入阻抗 过载能力 负载能力 静态电流 隔离耐压 环境温度 温度漂移 输出特性 供电电压 安装Ｏ．１级０％～１２０％标称输入１５№ 当被测电压Ｕｘ妻ｌＯＶ时，硒＝Ｕｘ木ｌｋＱＶ； 当被测电压Ｕｘ＜ｌＯＶ时，Ｒｉ＿Ｕｘ枣１０ｋＱＶ：２倍标称输入，可持续５ｍＡ ５ｍＡ ＞２．５ｋＶＤｃ，１ｍｉｎ民用级：Ｏ℃￣＋５０℃，工业级：－２５℃计７０℃８０ｐｐＩＩｌ／℃跟踪电压士１２Ｖｄｃ（士１５Ｖｄｃ）采用３５ｍｍＤ矾图２．１２为电压采样电路，电压传感器把电网电压降到幅值为５ｖ的正弦波，然后 通过比较器将幅值为５Ｖ的电压正弦波转换成方波，并进行限幅后连接到ＤＳＰ的ＣＡＰ２ 管脚上，图２．１３为方波信号仿真图。 （３）逆变器交流侧采样电路 ａ．图２．１２为市电电流采样电路，图２．１３电网电压采样电路输出波形，它主要用 于单相光伏并网逆变器的内环控制。图２．１２电网电压采样过零点检测电路 Ｆ吨．２?１２ ＧｒｉｄＶｏｌｔａｇｅ ｓａｍｐｌｉｎｇ ａｎｄｚｅｒｏ ｃｒｏｓｓｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｃｕｉｃｕｉｔ２１北京化工大学硕二ｔ：学位论文Ｊ：ｓ ：：翟互’：：警 ３｝！ ，：』 ｊ：３Ｅ童’：搿；蔓｝：，：：：：亭ｃｉ：ｉ≥Ｚ ：ｍ图２．１３方波信号仿真图Ｆｉｇ．２－１３ Ｒｅｓｕｌｔ ｏｆ ｓｑｕａｒｅ?ｗａｖｅｓｉ印ａｌｃｉｒｃｕｉｔ图２．１４电网电压采样电路Ｆｉｇ．２?１４ Ｇｒｉｄ Ｖｏｌｔａｇｅ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔＯ―驼０．拍Ｏ．４６ ｔ（ｓ）０．循０５图２．１５电网电压采样电路输出波形 Ｆｉｇ．２―１５ ｏｕｔｐｕｔ ｗａＶｅｏｆ嘶ｄ Ｖ０１ｔａｇｅ ｓ锄ｐｌｉｎｇ ｃｉｒｃｌｌｉｂ．图２．１６为光伏逆变器输出电流采样电路，图２．１５电感电流采样电路输出波形ｔ（ｏ，图２．１７电感电流采样电路输出波形 Ｆｉｇ．２－１７ Ｏｕｔｌ，ｕｔｗａＶｅ ｏｆ ｏｕ研ｌｔ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｃｕｒｒｅｎｔｓ锄ｐｌｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ２．４本章小结本章首先介绍了单极控制的单相光伏并网逆变器的拓扑结构，在此基础上分析单 相桥式逆变电路的工作原理，其次对光伏并网逆变器的变压器、主电路元器件、缓冲 电路和滤波电路等参数的选择做了详细的计算方法，最后，通过交流采样电路把逆变 器的输出电流电压模拟信号转换成数字信号来控制逆变桥功率开关的开通和关断以 达到输出电流和市电电压的相位来达到电流电压同频同相的目的。北京化工人学顾：Ｌ学位论文２４第三章单相光伏并网逆变器的控制技术第三章单相光伏并网逆变器的控制技术目前，逆变器的控制模式一般分为四种类型，分别为电压源电压控制型、电压源 电流控制型、电流源电压控制型和电流源电流控制型，以上所述的逆变器类型已被广 泛地应用在不断电电源供应器、交流电机驱动电路及并网系统等产品中。当前光伏并 网逆变器的输出主要为电压型和电流型两种控制模式，如果光伏并网逆变器的输出采 用电压作为控制量，则实际上就是两个不同的电压源并联运行，这种情况下逆变器输 出电压的值不能精确地被控制，结果可能会出现换流等问题，所以在中小功率逆变器 的并网中，一般采用电流型控制。电流型控制就是把输出电感电流作为控制对象，控 制目标就是使得输出电流的频率、相位和电网电压一致，保证系统的功率因数为１【４２～删。３．１单相光伏并网逆变器的控制目标３．１．１单相光伏并网系统的数学模型单相光伏并网系统的结构如图３．１所示，太阳能电池发出的直流电经过升压斩波 电路、直流侧滤波电路得到稳定的直流电压，然后经过单相全桥逆变，得到频率高、 幅值和直流输入相同的交流ＳＰｗＭ波，交流的ＳＰｗＭ脉冲电压经过三Ｃ滤波器滤波 后与变压器相连，最后再与电网相连，这样通过控制逆变电压的频率和相位就可以控 制并网输出电流。３．１单相光伏井网系统图Ｆｉｇ．３?１Ｓｙｓｔ锄ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ ｐｈａｓｅＰＶ ｇｒｉｄ―ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ单相光伏并网逆变器在单极性调制时，其功率开关管的开通和关断可以用开关函 数瓯来表示：北京化工大学硕上学位论文耻｛．，妻鎏一导通％Ｂ＝饥×气（３一１）由于电容对交流侧低频信号基本不起作用，所以在分析低频信号的时候，可以不 考虑电容的影响。由图３．１可知：ＵＡＢ＝ＵＬ＋【，Ｒ＋Ｕ刚ｄ（３―２）将式（３．１）代入（３．２）中，可得：”ｔ乩等枷ｔ＋‰其中：Ｒ为交流侧等效电阻，屯为并网电流，∽鲥ｄ为电网电压。（３＿３）单相光伏系统直流侧等效图如图３．２所示。太阳能电池本身有电阻，一类是串联 电阻，另一类是并联电阻（又称旁路电阻），前者主要是由半导体材料的体电阻、金 属电阻和半导体材料的接触电阻、扩散层横向电阻以及金属电极本身的电阻四部分产 生的尺。，其中扩散层横向电阻是串联电阻的主要形式，串联电阻通常小于ｌ欧姆；后 者是由于电池表面污染、半导体晶体缺陷引起的边缘漏电或耗尽层区内的复合电流等 原因产生的旁路电阻Ｒ。ｈ，一般为几千欧姆，在图中电流源厶ｈ表示太阳电池阵列，厶 表示光伏逆变器直流侧的短路电流，其频率为电网频率两倍的周期函数【４６，４９】，所以 乇（ｆ）２‘（ｆ＋七丁／２）升压 斩渡（３．４）ｂ岛， ｌ（１）功率器件开关频率为：Ｅ６足地｜ｌ足Ｑ上 Ｉ厂｛电路Ｔ厶ｑ图３－２太阳电池直流侧等效电路图Ｆｉｇ．３－２ ＤＣ ｅｑｕｉＶａｌｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔｄｉａ鲫ｌｍ ｏｆ ｓｏｌ盯ｃｅｌｌｓ在对单极控制的光伏并网逆变器进行分析假设【３３，３５】：Ｚ＝ｌ／Ｉ＝２肜正弦波内的载波数。（３―５）式中：厂为电网频率，Ⅳ为载波和信号波之比即载波比，表示在单极性调制中的半个第三章单相光伏并网逆变器的控制技术（２）由于工（功率管开关频率）远远大于，所以在瓦内，假设交流电流的值为定 值。 （３）在一天内，假定太阳日照强度没有受其他因素的影响，日照强度变化基本 保持不变，那么在一个正内，可以认为光伏电池输出电流恒为岛，直流侧输出的电 流也可以近似为稳定的直流电流源厶。 由图３．２得： ｔ。＝‘一ｆｓｐ 由式（３一１）（３―６）可得：￡疥Ｌ／以＝ｓｌｓ４Ｕｄ一尺ｆＬ一【厂肼ｄ （３―７） （３－６）其中Ｊｋ＿ｌ或．１（ｋ＝１，２，３，４）表示Ｖｌ、Ｖ４或Ｖ２，Ｖ３开关闭合，ｓｋ＝Ｏ表示开关断开。 另外，系统逆变器的直流侧电流也可以写成［４６＇４９】： 毛＝ｔ×气 那么对于直流侧滤波电路有：（３―８）ｅ昔２乇一‘印２ｔ×吼一‰３．２基于ＳＰＷＭ的电流控制ｄ以（３?９）ＳＰＷＭ波产生的方法有计算法、调制法和跟踪控制三种方法，其中跟踪控制方法 不是用信号波对载波进行调制，而是希望输出的电流或电压波形作为指令信号，把实 际电流或电压波形作为反馈信号，通过采集的输出值与载波进行比较来决定逆变电路 各功率开关管的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化。跟踪控制法最长用的是滞环 比较法和三角波比较法。论文选择三角波比较法，通过三角波载波与给定的正弦波相 比较，计算占空比，产生相应的ＳＰＷＭ信号，通过驱动电路控制功率器件的开通与 关断，使并网电流波形与市电电压同频同相。 ３．２．１并网逆变器输出反馈控制由图３一ｌ司知，对于光伏逆变器的输出端，由式（３―２）（３―３）得；、厶粤＝‰一ｕ鲥ａ＿ｆ水（３－１０）其复频域形式为：，￡（ｓ）２赢（ｕ彳８（ｓ）一ｕ删（Ｊ））＝Ｇｊ（ｓ）（％８（ｓ）一‰（ｓ））‘３－１１’北京化工大学硕士学位论文式中：Ｇ（萨志数为：（３－１２）在ＳＰｗＭ控制方式下的桥式逆变环节中，忽略死区效应、丌关管导通压降和线 路电阻等逆变器中各种因素的影响，那么单相桥式逆变器可作为比例环节，其传递函ＧＳＰｗＭ（ｓ）＝墨ＰｗＭ电流控制的逆变器输出反馈的控制结构图如图３．３所示（３―１３）图３－３逆变器输出电流控制图 Ｆ蟾３－３ Ｔｈｅ ｃｌｍ．ｅｎｔｃｏｎｎｌｏｌ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ Ｉｎｖｔ＝ｎｅｒ ｏｕｔｌｍｔ首先逆变器输出电流经锁相环后，电感电流变成驴ｓｉｎ∞ｔ的标准正弦波，再与指令电流值相乘，所得到得电流值再与通过交流传感器的到得实际电网电流相比较，误 差信号经过电流ＰＩ调节器后，产生ＳＰｗＭ驱动信号，经驱动电路来控制ＩＧＢＴ的开 通与关断，使逆变器输出的电感电流和电网电压同步。图３．３是单极ｓＰｗＭ波控制的逆变器输出电感电流控制框图，图中ｅ是电感电流给定信号，如是滤波电感输出电流，Ｇｃ（Ｄ为电流调节器，ＧＰｗＭ（回是逆变器传递函数， Ｇ“∞是滤波器传递函数，Ｇｏ（Ｄ是电网的前馈函数。 ３．２．２逆变器电流环开环输出特性在图３．３逆变器电流控制图中，由于电网电压的前馈对电流内环进行了补偿，那 么在不对单相光伏逆变器控制的情况下，整个光伏并网逆变器的传递函数为：ＧＳＰｗＭ（踟凇）＝墨Ｐ删×赤＝蛊鼍式中：三１．逆变器滤波电感；Ｒ．交流侧等效电阻。（３．１４）取凰Ｐ、ⅣＭ－２０，上Ｉ－１．８ｍＨ，Ｒ＝ｌ欧姆，通过仿真可以得到单相光伏逆变器的电流响应ａｂａ．输出信号；ｂ．电流输出特性图３－４未加调节器的电流环输出特性 ｓｉ印ａ１；ｂＣｌｌ丌ｅＩｌｔ ｏｕｔｐｕｔ ｃｈａｒａｃｔ商ｓｔｉｃｓ Ｆｉｇ．３４Ｃｍｑｍｔ ｃｈ撇ｃｔ甜ｓｔｉｃｓ、析ｔｌｌｏｕｔ ｃｕｎ蜘ｔ ｌｏ叩ａ．Ｏｕｑ）ｕｔ３．２．３逆变器电流环闭环输出特性由上一节可知，为了让输出电流在开关时间内跟踪输入直流电流，设计时电流 环采用ＰＩ控制器，即：Ｇｌ。。（ｓ）：姓Ｓ（３．１５）因此，电流坏的开环传递函数为：北京化Ｔ大学硕：卜学位论义Ｇ（ｓ）＝Ｇｌ。。ＧＳｒ删（ｓ）ＧＬ（ｓ）＝兰釜旦帮逆变系统的闭环传递函数 取凰ＰｗＭ ＝２０，￡＝１．８ｍＨ，尺＝ｌ 统的阶跃 响应曲 图３．５所示。孙扭翻筠嗍（３－１６）（３－１７）Ｑ，舻Ｏ．５，ａ＝４０，局＝２５输出的开环伯德图和闭环系：翱嗨嘲唧钾懒｝３－５光伏逆变器电流环ＰＩ校止后开环伯德图。Ｆｉｇ．３－５ Ｂｏｄｅ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｏｐ∞ｌｏｏｐ ｏｆ ＰＶ ｉｎｖｅ：ｎｅｒ ｏｕｔｐｕｔ ａ矗ｅｒ ＰＩ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ兽壹置最３―６光伏逆变器电流闭环阶跃响应曲线Ｆｉｇ．３－６Ｓｔ印ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｏｆ ＰＶ ｉｎＶ鲥ｅｒ ｃｌｏｓｅ ｌｏｏｐｓｙＳｔ锄第三章单相光伏并网逆变器的控制技术图３．５是电流环ＰＩ调节器校正后的开环传递函数的幅频特性和相频特性，在用ＰＩ控制器校正时，如果比例系数琊过大，对于闭环系统来说，其超调量会增大，但是当比例系数增大到一定的值时，逆变系统会动荡；积分环节的作用是用来减少稳态误差。由仿真图来看，电流ＰＩ调节改善了单极控制的小功率光伏并网发电系统的幅频特性，提高了整个系统的稳态性能，并且提高了开关传递函数的幅值裕度和相角裕 度。可见，电流环加入ＰＩ调节器后的光伏并网系统得到了很大的改善，上升时间大 大减小，稳态误差较小。 ３．２．４电网电压的前馈控制在图３．３中，电网电流ｆ０为状态变量，则有：厶（Ｊ）＝（Ｇ卵聊（Ｊ）一‰）Ｇ。（ｓ）由第二章得出交流侧滤波环节为：（３－１８）由式子（３．１８）（３．１９）得出：ｑｏ卜雨虿斋 帕）＿（％脚。）＿‰’承万赢驰）＝器啪）（３。１９）（３－２０）在光伏并网的系统中，电网电压被视为扰动信号，如果不考虑Ｇｏ（ｓ）环节，那么电网电压对并网电流的影响为：（３－２１）上式中：Ｇ（ｓ）为光伏并网逆变器开环传递函数。在单极ＳＰｗＭ波控制的光伏并网逆变 器运行时考虑电网电压的扰动，则：气∽＝型咩铲Ｇ小）ｑ（ｓ）＝一１／ＧＳＰｗＭ（ｓ）（３－２２）其中：Ｇ１（ｓ）是电网电压前馈补偿后的开环传递函数。 在上式中，令（３―２３）所以输出电感电流而０）为零。由此可以得出：经过％ｄ的前馈控制，可以使％ｄ对逆变系统输出电流的影响为零，从而达到补偿的目的。 把单相光伏并网系统太阳能发出的直流电馈入交流侧时，光伏逆变器是降压型 Ｂｕｃｋ电路；当由电网反馈给太阳能直流端时，光伏逆变器为升压Ｂｏｏｓｔ电路。前馈补北京化工大学顾一卜学位论文偿实际上是测取进入过程的干扰，并按期信号产生合适的控制来改变操纵量，使输出 量与指令值相同信号【４３’４７１，所以控制系统的特性不会因前馈补偿的变化而有所变化； 电网电压对单相光伏并网逆变器来说是扰动量，从扰动角度来分析，只要抑制电网电 压对逆变器的扰动，这样电网电压ｆｊ｛『馈即减轻逆变器闭环调制器控制的负担，又使整 个光伏闭环系统增益减小。３．３直流侧电压的控制在单极控制的光伏并网发电系统中，对直流侧电压的控制也是非常重要的。在 直流侧，由于电感对光伏逆变器直流侧电流基本不产生影响，所以在分析光伏并网逆 变器直流侧时，可以不考虑电感的影响。对于直流侧光伏电池输出电压的控制也可开 业ＰＩ控制，单极控制的光伏并网逆变器的直流侧电压控制框图如图３．７所示。图３．７电压环控制框图Ｆｉｇ．３?７ Ｖ，ｏｌｔａｇｅ ｌｏｏｐ ｃｏｎｔｒＤｌｄｉａｇ舢电压环调节器的传递函数为：Ｇｄ（Ｊ）：她Ｊ（３．２４）其中‰为电压调节器比例系数，乃为电压调节器的时间常数。由于纨＜ｑ（∞ｖ，国１分别为电压电流环截止频率），由上文所述， 光伏逆变器的内环传递函数可以表示为：啪，２嵩２甄ｂ由于电压外环的截止频率比较低，所以上式可以降价处理后可以表示为：协２５，ＧｃＩ嗷（ｓ）：罢则电压外环的开环传递函数为：（３－２６）Ｇｖ一）＝等≥×焉吼×去。㈦２７）ｓＳ＋ＩｓＬ３２第三章单相光伏并网逆变器的控制技术电ｊ盘外蚧的刚外传递幽数日Ｊ以表不为：为了方便控制器的设计，把上式进行降价处理，得：‰∽＝而筹麓‰ 氏小，＝矗裴器欢ＫⅨｄｐ／ｃ＝２泡㈦２８，协２９）这样得到的电压外环闭环传递函数为一个二阶系统，那么对典型的二阶系统来说，当 闭坏系统幅频特性的模为ｌ时，这时系统的跟随性最好，动态误差也为零【４９，５０１。对于 典型的二阶系统有：（３―３０） （３．３１）和即：ｄＫ础山／ｃ＝《‰２篱耻嵩环调节器的系数岛和砀Ｉ。３．４太童小结仔３２，ｐ３３，由上式可以解得阻尼比亭、自然谐振频率∞ｎ，这样就可以求出单相光伏并网逆变器外本章首先根据太阳能光伏逆变器的工作特点建立了功率元器件的开关函数和直 流侧、交流侧滤波器的模型，其次通过采用比例积分控制方法设计了交流电流控制器， 再次分析了电网电压对整个光伏并网系统输出的影响，通过采用电压电压前馈的方 法，把电网电压当做一个扰动系统，最后介绍了直流电压的控制方法，并给出了相关 参数的设计方法。３３北京化工大学硕士学位论文第四章基于ＤＳＰ控制逆变器死区产生的机理及影响分析第四章基于ＤＳＰ控制逆变器死区产生的机理及影响分析本章首先对ＤＳＰ芯片产生ＳＰｗＭ波的方法、死区时间的补偿电路和用Ｃ语言编 写的ｓＰｗＭ波的程序进行了介绍，其次介绍了功率元器件的开关特性和ＳＰｗＭ波控 制方法，最后在正弦波过零点处设置死区时间对单相光伏并网逆变器输出波形产生的 影响，并对含有死区时间的ＳＰＷＭ逆变器进行了仿真，从仿真的波形可以看出，死 区时问的设置使得逆变器的输出波形的谐波较多、失真度较大。４．１ＴＭＳ３２０Ｆ２８１ ２ＤＳＰ芯片概述及应用ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２／２８１０芯片作为ＴＩ公司ＤＳＰ控制器２０００系列的新成员，一经上市 就吸引了国内许多研发人员的注意。ＴＭｓ３２０Ｆ２８１ｘ提供了强大的计算能力，最高运 行速度可达到１５０ＭＩＰＳ，主要应用于电机的数字化控制、单相和三相逆变器等方面。 其器件上集成了多种先进的外设，为电机及其他运动控制领域的应用提供了良好的平 台。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２／２８１０与现有２４０）【系列ＤＳＰ控制芯片代码在兼容的同时，具有处 理性能更强、外设集成度更高、程序存储器更大以及～，Ｄ转换速度更快等特点，是 ２４０ｘ系列ＤＳＰ芯片的升级产品。３２位ＴＭＳ３２０Ｆ２８ｘｘ系列ＤＳＰ整合了ＤＳＰ和微控制 器的最佳特性，能够在一个周期内完成３２×３２位的乘法累加运算，能够完成６４位的 数据处理，从而使该处理器能够实现更高精度的处理任务。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２信号处理器集成了事件管理器（ＥＶ）、ｅＰＷＭ、ｅＣＡＰ、～Ｄ转换模块、ＳＰＩ外设接口、ＳＣＩ通信接口、ＣＡＮ总线通信模块、看门狗、ＰＬＬ时钟模块等多种外设单元，为功能复杂 的控制系统设计提供了方便１５¨。４．２ＤＳＰ的Ｐ删波形的产生方法ＰＷＭ信号是一系列可变的脉冲列，此脉冲的周期称为周期ＰｗＭ载波周期，其中ＰＷＭ脉冲宽度可根据序列的期望值逐个改变。在逆变器控制系统中，ＰＷＭ信号主要用于控制功率开关管的导通和关断，为负载提供所期望的电流、电压。 为产生ＰｗＭ信号，可通过ＤＳＰ的定时器对ＰｗＭ的周期反复进行计算。以比较寄存器调制值为定值，该值一直与定时器计数器的值相比较，当两个值匹配时，ＰＷＭ的输出就产生跳变。当两个值下一次匹配到来时或定时器的值结束时，ＰＷＭ下一次输出跳变就会到来，在每个定时器周期中重复完成上述过程（调制值可在比较寄存器 中改变），就产生了ＰＷＭ信号。 当两个功率器件串联放在主电路中组成一个桥臂时，上下两个器件绝对不能同时３５北京化工大学硕一｝：学位论文导通，否则会发生短路，因此必须使得ＰＷＭ波形互不重叠。这就要求当一个开关管 导通前，另一个器件完全关闭，就需要一个延迟时间即死区时间，那么死区时间的大 小不但与由ＩＧＢＴ的开关特性有关，而且在具体应用中还与负载特征有关。在ＤＳＰ芯 片的Ｅｖ中，比较单元可产生ＰＷＭ波形，另外３个比较单元集合使用还可以产生三 相对称空间矢量ＰｗＭ。在ＤＳＰ芯片的每个ＥＶ中，有六个与比较单元相关的ＰＷＭ 输出引脚。这六个特定的ＰＷＭ波输出引脚可用于控制全桥式逆变器开关管的开通和 关断。由比较方式控制器（ＡＣＴＲＸ）能方便地控制桥式逆变电路。如果需要的话，每 个通用定时器自己的比较单元还可以产生一路ＰｗＭ输出，这在前面已经介绍过了【５２。５３】ｏ非对称和对称ＰＷＭ波形可以通过ＤＳＰ芯片的Ｅｖ（ＥＶＡ或ＥｖＢ）的比较单元 产生。要产生ＰＷＭ波形，需要对ＥＶ的寄存器进行配置，步骤如下： （１）设置和装载ＡＣＴＩｈ； （２）使能死区功能，设置和装载ＤＢＴＯＣｏＮｘ；图４．１非对称ＰＷＭ波形的产生Ｆｉｇ．４－１ｎｅ ｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎｏｆＮＯ－ｓｍｍｅ时ＰＷＭｐ眺，高有效一 死区时目弼静ｌ图４．２对称ＰＷＭ波形的产生Ｆｉｇ．４－２ ＰＩＤｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ｓｙｍｍｅｔｒｙ ＰＷＭ低有兹（３）初始化ＣＭＰＲｘ； （４）设置和安装Ｔ１ＣＯＮ或Ｔ３ＣｏＮ，启动操作； （５）用计算的新值更新ＣＭＰＲＸ；第四章基于ＤＳＰ控制逆变器死区产生的机理及影响分析ＰＷＭ信号产生方法之一的特点是它不关于ＰｗＭ周期中心对称，图４．１所示， ＰＷＭ从脉冲边沿开始变化。在ＤＳＰ芯片中，只有把定时器设置成连续递增的计算模 式，那么就可以产生非对称ＰｗＭ脉冲信号，把ＰＷＭ载波周期的值装入与其对应的 周期寄，这时控制寄存器使能比较操作，再把ＤＳＰ相应的Ｉ／Ｏ口设置成输出引脚，非 对称的ＰＷＭ信号波就产生了。如果要在产生的ＰｗＭ信号中加入死区时间细，可通 过Ｃ语言将所需的死区时间幻写入相应的控制寄存器中，所有的ＰｗＭ输出通道都使 用一个死区时间。对称ＰｗＭ信号的特点是关于ＰＷＭ周期中心对称，在使用正弦波 调制时，这种对称ＰｗＭ所产生的交流电机的电流波形谐波更小，如图４．２给出产生对称ＰＷＭ波形的方法，与产生非对称ＰＷＭ波形的方法不同，要产生对称的ＰＷＭ波形，需要将通用定时器１或３设置为连续递增或连续递减计数模式【５２＇５３１。图４．３是 事件管理器的ＰＷＭ电路功能框图。事件管理器模块（ＥＶ）的Ａ和Ｂ的功能框图是一样 的，只是配置的寄存器不同。非对称的和对称波形发生通用定时器一样。Ｔｌ∞研１２“ｌｌｊ图４．３ＥＶ的ＰｗＭ电路功能结构图Ｆｉｇ．４－３ＰＷＭｃｉｒｃｕｉｔｎｍｃｔｉ鲫ｃｈａＩｔｏｆ ＥＶ在单极式控制的小功率光伏并网逆变系统中，系统的软件采用模块化设计，主程 序是一个无限循环的结构，它的主要工作是系统的初始化，根据中断子程序中给出的 比较寄存器的值生成ＳＰＷＭ波。主要由主程序、ＳＰＷＭ中断子程序组成。如图４－４ 所示。单相光伏并网系统基于Ｃ语言的主程序如下： ∥捕获．＞ＧＰＩＯＡ８； ＡＤ―Ａ０认１认２认３ ∥ＳＰｗＭ：ｌｏｏＣＡＰ．＞Ｔ１第一路ＳＰｗＭ．＞ＧＰＩＯＢ０第二路．＞ＧＰＩＯＢ７采样：频率７５／１２８ＭＨｚ死区时间Ｏ．３３ｍＳ／奉ｃａｐｃｏｎＡ＝０ｘＡ２４０，开ＣＡＰ １．２关３；定时器选ＧＰＴｌ，ＣＡＰ １检上升沿，ＣＡＰ２检下降沿；Ｔ ｌ ＣｏＮ设ＣＬＫ＝ＨＳＰＣＬ列ｌ ２８ＡＤＣ一＞Ｔ２ｔｏ ｓｅｔＴ２ＰＥＲＩＯＤｓｔｉ舢ｌａｔｅ ＡＤＣ，Ｔ２一ＬＣＫｊＨＳＰＣＬＫ／１ ２８ａｎｄＡＤＣｊ己ＥＧＩＳＴＥＲｃｌｋＴ３ＰＷＭ．＞高有效图４－４主程序流程图Ｆｉｇ．４－４ Ｆｌｏｗ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｍａｉｎ ｐｒｏｇｒａｍ４．３ＳＰＷＭ技术及逆变器死区对输出波形的影响４．３．１功率元器件ｌ ＧＢＴ的基本特性（１）静态特性图４．５ａ所示为ＩＧＢＴ的转移特性。它描述的是功率丌关管ＩＧＢＴ的３８尼与％Ｅ之间的关系。图４．５ｂ所示为功率开关管ＩＧＢＴ的输出特性，通常我们以ｂａ．ＩＧＢＴ的转移特性；ｂ―ＩＧＢＴ的输出特性 图４．５ ＩＧＢＴ的转移特性和输出特性ａ―ｏｌｌ咖ｔ ｃｈａｒａｃｔ丽ｓｔｉｃｓ ｏｆ ＩＧＢＴ；ｂ－Ｔｒａｎｓ衔ｃｈａｒａｃｔ嘶ｓｔｉｃｓ ｏｆ ＩＧＢＴ Ｆｉｇ．４―５胁ｎｓ衙ｃｈ锄ｃｔ―ｓｔｉｃｓ ａｎｄ ｏｕ呻ｔ ｃｈ啪ｃｔ嘶ｓｔｉｃｓ ｏｆ ＩＧＢＴ 栅射电压％Ｅ为参考变量，描述昆与％Ｅ之间的关系。ＩＧＢＴ的输出特性与模拟晶体管都分为三个区域：正向阻断区、有源区和饱和区，但是ＩＧＢＴ只工作在截止区和饱 和区。在电力电子电路中，ＩＧＢＴ工作在开关状态，因而是在正向阻断区和饱和区之 间来回转换。（２）动态特性在图４．６中给出了功率开关管ＩＧＢＴ开关过程，当驱动信号ＳＰＷＭ驱动开关管时，从驱动电压电压№Ｅ的１０％开始，上升至比Ｍ的１０％时为止，这就是 开通延迟时间细ｏｎ）。而集电极电流无从１０％的足Ｍ上升至它９０％，ＣＭ时，这段时间为 电流上升时间０，那么开通时间‰＝缸ｏｎ）＋ｆｒ。在ＩＧＢＴ开通时，魄Ｅ的下降过程分为两段分别是胤ｌ和锄，其中前者为ＩＧＢＴ中的ＭＯＳＦＥＴ单独工作的电压下降过程，而后者为ＭＯＳＦＥＴ和ＰＮＰ晶体管同时工作的电压下降过程。当比Ｅ下降时，ＩＧＢＴ中 ＭＯＳＦＥＴ的栅漏电容增加，而ＩＧＢＴ中的ＰＮＰ晶体管由放大状态转入饱和状态也需要一个过程，因此在锄时间段里，电压下降过程变缓。只有在锄段结束时，ＩＧＢＴ才完全进入饱和状态。在单相全桥式逆变器中，用单极性ＳＰＷＭ信号波通过驱动电 路控制ＩＧＢＴ开关管的开通和关断，从仿真波形可知，逆变器的同一桥臂上的２个ＩＧＢＴ 的驱动信号要严格互补，但是功率管ＩＧＢＴ在开通和关断是都需要一定的开关时间， 且在一般情况下‰＜岛ｆｒ【１６’５４１。图４－６ＩＧＢＴ的开关过程 Ｆｉｇ．４－６ Ｔｈｅ ｓ诵ｔｃｈ ｐｒｏｃｅｓｓｉｏｎ ｏｆ ＩＧＢＴ３９北京化工大学硕七学位论文当ＩＧＢＴ关断时，从甜ＧＥ的脉冲下降沿下降到其幅值的９０％的时刻起，到如下降至９０‰Ｍ止，这段时间被称为关断延迟时间缸ｏｍ；集电极电流如从９０‰Ｍ下降至１０‰Ｍ这段时间为电流下降时问ｆ，其和为ｆｄｆ衄ｏｍ竹。集电极电流如下降时间可以两段即如ｌ和珞２，其中珞ｌ对应ＩＧＢＴ内部的ＭＯＳＦＥＴ的关断过程，这段时间如下降 较快；钇对应ＩＧＢＴ内部的ＰＮＰ晶体管的关断过程，这段时问内ＭＯＳＦＥＴ已经关断， 这时ＩＧＢＴ无反向电压，所以Ｎ基区内的少子复合较慢，造成把下降较慢。由于此时 集射电压已经建立，因此较长的电流下降时间会产生较大的关断损耗，为解决这个问 题，可以与ＧＴＲ一样通过减轻饱和程度来缩短电流下降时问，不过同样也需要与通 态压降折衷。４．３．２ＳＰＷＭ控制的基本原理ＳＰＷＭ控制的理论基础是面积等效原理。下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉 冲来代替一个正弦半波。址‘●● ＩＩ －ＩｌＩ ●＾／， ， ， ， ，●国 弱 乏ｉ，／ ／， ７７图４．７用ＳＰＷＭ波代替正弦半波Ｆｉｇ．４―７ Ｓｕｂｓｔｉｍｔｅ ｓｉｌｌｅ ｈａｌｆ ｗａ、，ｅ ｗｉｔｌｌ ＩＧＢＴ通常用ＳＰＷＭ波来代替正弦波，如图４．７ａ所示把正弦半波平均分为Ｎ分，这些 脉冲宽度相等，都等于７ｃ／Ｎ，然后将所平分的正弦曲线用与它面具相等的矩形脉冲来 代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分重合，就得到图４．７ｂ所示的脉冲序列，这 就是ＳＰＷＭ波形【１６＇５４１。 ４．３．３正弦脉宽调制的实现在工程中常用的产生ＳＰｗＭ的方法为自然采样