开关电源工作原理
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开关电源工作原理
　　导读：记得上大学那会，特别热衷DIY电脑，配电源必用长城、航嘉等高大上品牌，这些电源都是基于一种名为“开关模式”的技术，此种电源称之为(Switching Mode Power Supplies，简称SMPS)。本文将为您解读的原理~本文引用地址：一、工作原理—简介　　顾名思义，开关电源就是利用电子开关器件(如晶体管、场效应管、可控硅闸流管等)，通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现DC/AC、DC/DC电压变换，以及输出电压可调和自动稳压。　　开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。二、—结构　　开关电源大致由主电路、开关电源控制电路、检测电路、辅助电源四大部份组成。　　1、主电路　　冲击电流限幅：限制接通电源瞬间输入侧的冲击电流。　　输入滤波器：其作用是过滤电网存在的杂波及阻碍本机产生的杂波反馈回电网。　　整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电。　　逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分。　　输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。　　2、控制电路　　一方面从输出端取样，与设定值进行比较，然后去控制逆变器，改变其脉宽或脉频，使输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对电源进行各种保护措施。　　3、检测电路　　提供保护电路中正在运行中各种参数和各种仪表数据。　　4、辅助电源　　实现电源的软件(远程)启动，为保护电路和控制电路(PWM等芯片)工作供电。三、—分类　　开关电源一般有三种工作模式：频率、脉冲宽度固定模式，频率固定、脉冲宽度可变模式，频率、脉冲宽度可变模式。前一种工作模式多用于DC/AC逆变电源，或DC/DC电压变换;后两种工作模式多用于开关稳压电源。另外，开关电源输出电压也有三种工作方式：直接输出电压方式、平均值输出电压方式、幅值输出电压方式。同样，前一种工作方式多用于DC/AC逆变电源，或DC/DC电压变换;后两种工作方式多用于开关稳压电源。　　开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化;AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。　　DC/DC变换　　DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制方式，ton不变，改变Ts(易产生干扰)。其具体的电路由以下几类：　　1) Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压U0小于输入电压Ui，极性相同。　　2) Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压U0大于输入电压Ui，极性相同。　　3) Buck-Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。　　4) Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电容传输。　　当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃，美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率有300W、600W、800W等，相应的功率密度为(6.2、10、17)W/cm3，效率为(80～90)%。日本NemicLambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为(200～300)kHz，功率密度已达到27W/cm3，采用同步整流器(MOS?FET代替肖特基二极管)，使整个电路效率提高到90%。　　AC/DC变换　　AC/DC变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准(如UL、CCEE等)及EMC指令的限制(如IEC、、FCC、CSA)，交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化，另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作损耗增大，限制了AC/DC变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。　　AC/DC变换按电路的接线方式可分为，半波电路、全波电路。按电源相数可分为，单相、三相、多相。按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。四、—原理　　开关电源的工作过程相当容易理解，在线性电源中，让功率晶体管工作在线性模式，与线性电源不同的是，PWM开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断的状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的(在导通时，电压低，电流大;关断时，电压高，电流小)/功率器件上的伏安乘积就是功率半导体器件上所产生的损耗。　　与线性电源相比，PWM开关电源更为有效的工作过程是通过“斩波”，即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。　　解释上图：市电(交流电)入口进去的第一部分称为一级EMI，主要负责内部电路与外部电源之间的过渡，在一级EMI旁边还有二级EMI，这些一二级EMI主要起到电路保护作用，比如当外部电源有波动的时候，一二级EMI会减少内部冲突，从而保护电源内部的硬件不容易受到损坏，另外当电源内部硬件出现不稳定，一二级EMI可以抑制内部波动冲击外部电路，以免影响其他电器的正常使用，简单来说一二级EMI相当于一层滤网，防止双向冲击，对于一款合格的开关电源来说，一二级EMI都是必要的，当对于山寨低价电源来说，往往为了节省成本，省去了一二级EMI，尽管不影响电源功能，但对于电源的稳定性以及干扰外部电源还是有影响的。　　一二级EMI电路过后，就到了整流部分了，这里主要有一个由四个整流二极管组建的整流桥堆，其功能是实现，将交流电转变成为直流电。其之后就是高压滤波电路了，这里会看到有一个或者两个大电容，以电感线圈等，主要负责进来的交流电进行滤波，由于外部交流电频率可能波动较大，通过电容与线圈进行滤波，可以得到比较平滑的直主流电。　　再往下就是中间部分了，在电源的中间是变压器部分。由于开关电源有多路输出，包括3.3V、5V、12V等等，因此需要变压器，将前面的直流电分成几组输出电压。在变压器之后的下面，就是电源输出部分了。五、开关电源工作原理-注意事项　　1、选择开关电源时应注意事项　　1) 选用合适的输入电压规格;　　2) 选择合适的功率。为了使电源的寿命增长，可选用多30%输出功率额定的机种。　　3) 考虑负载特性。如果负载是马达、灯泡或电容性负载，当开机瞬间时电流较大，应选用合适电源以免过载。如果负载是马达时应考虑停机时电压倒灌。　　4) 此外尚需考虑电源的工作环境温度，及有无额外的辅助散热设备，在过高的环温电源需减额输出。环温对输出功率的减额曲线。　　5) 根据应用所需选择各项功能：　　保护功能：过电压保护(OVP)、过温度保护(OTP)、过负载保护(OLP)等。　　应用功能：信号功能(供电正常、供电失效)、遥控功能、遥测功能、并联功能等。　　特殊功能：功因矫正(PFC)、不断电(UPS)　　选择所需符合的安规及电磁兼容(EMC)认证。　　2、使用开关电源之注意事项　　6) 使用电源前，先确定输入输出电压规格与所用电源的标称值是否相符;　　7) 通电之前，检查输入输出的引线是否连接正确，以免损坏用户设备;　　8) 检查安装是否牢固，安装螺丝与电源板器件有无接触，测量外壳与输入、输出的绝缘电阻，以免触电;　　9) 为保证使用的安全性和减少干扰，请确保接地端可靠接地;　　10) 多路输出的电源一般分主、辅输出，主输出特性优于辅输出，一般情况下输出电流大的为主输出。为保证输出负载调整率和输出动态等指标，一般要求每路至少带10%的负载。若用辅路不用主路，主路一定加适当的假负载。具体参见相应型号的规格书;　　11) 请注意:电源频繁开关将会影响其寿命;　　12) 工作环境及带载程度也会影响其寿命。　　拓展阅读：　　1、 　　2、 　　4、　　3、 　　4、 　　5、
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开关电源中电流模式控制问题解决方法
开关电源中电流模式控制问题解决方法
摘要：实现了一种全集成可变带宽中频宽带低通滤波器，讨论分析了跨导放大器-电容(OTA&C)连续时间型滤波器的结构、设计和具体实现，使用外部可编程电路对所设计滤波器带宽进行控制，并利用ADS软件进行电路设计和仿真验证。仿真结果表明，该滤波器带宽的可调范围为1～26 MHz，阻带抑制率大于35 dB，带内波纹小于0．5 dB，采用1．8 V电源，TSMC 0．18&m CMOS工艺库仿真，功耗小于21 mW，频响曲线接近理想状态。关键词：Butte
开关电源中电流模式控制问题解决方法　早期开关电源（SMPS）设计采用的标准控制方法称为&电压模式&操作。斜坡发生器驱动电压比较器的一个输入端，来自误差放大器/环路滤波器的误差信号驱动另一个输入端，见图1。得到的是仅基于电压误差信号的PWM脉冲。该工作模式下的电路具有以下两个局限性：一是没有保护电路元件的限流功能，二是对输入输出的瞬态变化响应缓慢。图1 电压模式控制　　电流模式控制　　随着SMPS设计的成熟，一种称为&电流模式&控制的更安全的系统正逐步进入设计师的视线。该系统使用由电感电流驱动的电流反馈信号取代了斜坡发生器。用这种方法得到的系统的电感峰值电流由误差信号直接控制，从而根除了可能由过电流条件导致的电路故障，见图2。由于电流模式控制的是电感电流，因而可有效地消除控制回路中由电感产生的&极点&和延迟，从而提高系统的瞬态响应速度。图2 电流模式控制　　斜坡补偿的重要性　　大多数模拟电流模式PWM控制器的一个显著问题是其只能测量峰值电流。因输出电容是对平均电流进行积分以产生所需输出电压，因此实际上需要的是测量平均电流的能力。通常，平均电流可以近似为峰值电流的一半。对于占空比小于50%的情况，在启动下一个PWM周期前，电感电流有足够的时间衰减到0。只要电感电流在PWM周期末达到0，平均电流就等于电感峰值电流的一半，见图3。图3 占空比小于50%时，平均电流近似为峰值电流的一半　　通常这种设计方案是可行的，但是当占空比大于50%时，有些问题就会显现出来。主要原因是平均电流不再近似为峰值电流的一半，见图4。图4 占空比大于50%时，平均电流大于峰值电流的一半　　随着PWM占空比在大于等于50%的条件下继续增加，平均电流就会越来越大于用测量峰值电流估计的值。得到的输出电压将会高于预期，并且持续上升直到较慢的电压控制回路重新调整电流设定点。输出电压会下降到预期电压以下，然后重复此过程（称为子周期（sub-cycle）振荡）。　　为解决电流模式的不稳定性问题，针对模拟电流模式控制器开发了名为&斜坡补偿&的技术。通过在电压误差放大器生成的电流阈值上添加一个下降沿锯齿波电压，见图5，为限流比较器生成新的电流阈值，使其能更紧密地跟踪平均电感电流。图5 斜坡补偿　　数字电流模式控制中的设计问题　　采用数字电流模式控制克服了模拟电流模式PWM控制器的许多局限性。SMPS中的数字电流模式控制非常有价值，因为它提供了许多功能，如晶体管峰值电流保护、消除磁性元件中的磁场&棘轮效应&、输入电压变化抑制和简单的控制回路补偿。实现电流模式控制会带来另一个好处，即使用误差电压控制电感电流的最大值，使电感成为电压控制的电流源。作为电流源，电感不再在回路的频率响应中产生极点。这样，回路从无条件不稳定电路变为有条件稳定电路，这使得环路滤波器设计更加简单。既然电流模式是如此优越的系统，为什么数字SMPS设计师仍然使用电压模式控制呢？　　许多DSC没有模拟比较器和可以在PWM周期的适当点测量电感电流的ADC。缺少某些方法以在期望点及时精确地测量电流，DSC就必须不停地在PWM周期用ADC测量电感电流，以捕捉当电感电流达到期望值的&瞬间&。为了达到12位分辨率，需要在每个PWM脉冲进行多达2048次ADC电流转换。所需的ADC的采样速率为10亿次/秒。另外，需要充足的处理能力来收集这10亿次转换，将每次转换结果与误差信号相比较，并在达到预期电流时，关闭PWM输出。保守的说，这意味着需要一个每秒能执行10亿条指令（BIPS）的处理器。显然，这不是一种解决该问题的低成本设计方案。　　DSC简化了SMPS电流模式控制的设计　　那么设计师如何在数字SMPS设计中实现电流模式控制？答案就是使用具有支持SMPS设计的外设的最新数字信号控制器（DSC）。　　当用DSC实现SMPS设计时，有很多可行的方法可用来执行电流模式控制。例如，Microchip的DSPIC30F202X DSC有以下特性：高分辨率数字PWM发生器、以每秒两百万次的采样速度异步采样和转换信号的ADC、带相关的10位参考数模转换器（DAC）的高速模拟比较器、30MIPS高性能具备DSP处理能力的控制器。　　片上DAC为模拟比较器提供了可编程的阈值，软件可以随时更新这些参考DAC的值以设定峰值电流限制。　　数字电流模式方法的关键在于使用具有特定片内PWM外设（其工作方式与分立式电流模式PWM发生器相同）的DSC，见图6。图6 具有自动关闭功能的基于计数器的PWM　　从图2中的框图可知，2个混合信号组件（1个电压比较器和1个DAC）已添加到普通的基于定时器的PWM外设中。电压比较器向PWM模块提供一个关闭信号，此信号与占空比计数器的输出一起对PWM信号进行门控。当占空比计数器达到0时，比较器的输出可以将PWM输出驱动至0。　　DAC的输入来自DSC，并生成比较器的参考信号。当该系统被整合到数字SMPS时，PWM模块中的计数器发出PWM脉冲，DAC产生一个送至比较器反相输入端的电压（该电压表示的是电感的期望电流），而反馈电流被送至比较器的同相输入端。　　随着电感内电流的形成，占空比计数器将继续向上计数。如果电感电流先达到期望值，比较器将终止脉冲，电感开始向输出电容放电。如果PWM计数器先达到特定的占空比值，比较器将终止PWM脉冲。该方法在模拟和数字两个领域都达到了最佳效果&&既可以得到一个不需要高MIPS处理器的快速电流模式反馈，又可以具有设定最大占空比来限流的能力。　实现数字电流模式设计　　如何让该系统工作？我们首先确定SMPS设计需要的PWM频率和最大占空比。这些参数用来对PWM的计数器部分进行配置。下一步，将参考DAC输出调整至期望的电流反馈信号的最大范围。这能在控制PWM占空比时提供最高分辨率。最后，设计比例积分器微分器（PID）软件代码，它会接收来自ADC的电压反馈，将它和内部数字参考电压作比较，适当滤波以帮助稳定，然后将所需电流设置输出到产生比较器参考电压的DAC，见图7。图7 数字电流模式控制　　如何处理占空比大于50％时的电流模式稳定性问题？PID软件可设置所需的电流值，因此就可以轻松地调整DAC值。因为数字方式的控制操作统统由软件完成，故采用数字方式进行斜坡补偿比采用模拟方式更加容易。模拟解决方案需要一个与PWM脉冲同步的斜坡发生器以及一个求和结点（将斜坡电压加在电流反馈上）。　　这一方案设计了一个简单的电流模式SMPS系统，该系统使用性价比高的30 MIPS DSC来完成1~2个BIPS处理器较难完成的工作。假设处理器在下一个脉冲开始之前只需计算一个新的期望电流值，那么处理器应有足够的空闲时间完成其他任务，例如通信、系统监视和决策性功能（包括软启动/上电序列以及处理故障检测和恢复）。　　数字电流模式控制技术　　DSC包含一个ADC，它能够在PWM周期内进行精确的特定电流采样采集，无需使用模拟比较器就可以实现电流模式控制。数字电流模式控制回路基于以下事实：可以计算出达到期望电感电流值所需的PWM导通时间。可以测量电感上的电压，当感应系数已知时，还可测量电感中的初始电流。　　给定：V=Ldi/dtI(t)=I(to)+1/L*&V(t)dt　　整理为：(L/V)*(I(t)-I(to))=dt　　使用公式：PWM导通时间=(L/V)*2*(Idesired-Istart)　　对于大多数应用，由于输入滤波器电容较大，故输入电压不能快速改变。因此，无需每次执行控制算法时都计算耗时的除法运算（L/V）。许多PWM周期可以共用计算结果以减少计算的工作量。视L/V项为恒量，占空比其余部分的计算就很轻松了。不将模拟比较器用作PWM信号的关断控制器，使其可用于检测负载电流意外出现大幅瞬态变化的情况或输出过压条件。　　前馈技术　　电流模式控制的优点之一是提高了对可变输入电压的响应。SMPS系统采用了数字控制之后，很容易为可变输入电压提供前馈补偿。大多数SMPS拓扑中用来描述输出电压与输入电压、占空比和变压器匝数比关系的传递公式相对简单。可在电流设定点添加电压前馈，或者以与电流控制回路并联的方式添加到电路中。例如，降压转换器的传递公式为：Vout=Vin*占空比/周期　　通常情况下，所有控制计算的期望结果都用于生成要装入到PWM占空比寄存器中的值。占空比=Vout*(周期/Vin)　　计算输入电压的前馈补偿所花费的时间是执行除法运算所需的时间。前馈补偿技术本质上非常稳定，并可提供更快的瞬态响应。　　结论　　本文讨论了在SMPS应用中实现电流模式控制的各种方法（使用或不使用模拟比较器）。带合适外设的DAC在实现SMPS时提供了多种选择。从模拟SMPS控制到数字SMPS控制的转换过程中的一个重要步骤是要意识到电流模式控制的期望功能是完全可以在DSC中通过各种技术实现的。
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开关电源CCM及DCM工作模式
开关电源BUCK电路CCM及DCM工作模式一、BUCK开关型调整器图1二、CCM及DCM定义1、CCMCONTINUOUSCONDUCTIONMODE,连续导通模式在一个开关周期内，电感电流从不会到0。或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。2、DCM，DISCONTINUOUSCONDUCTIONMODE非连续导通模式在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。3、BCM（BOUNDARYCONDUCTIONMODE），边界或边界线导通模式控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（CRITICALCONDUCTIONMODE）。图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。图2电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流的平均值，峰值电流与谷值OIIP电流之差为纹波电流。VI三、CCM工作模式及特点根据CCM定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。图3波形1表示PWM图形，将开关触发成导通和截止。当开关SW导通时，公共点SW/D上的电压为VIN。相反，当开关断开时，公共点SW/D电压将摆到负，此时电感电流对二极管D提供偏置电流，出现负降压续流作用。波形3描述了电感两端电压的变化。在平衡点，电感L两端的平均电压为0，及S1S20。S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。S1简单地用矩形高度（）乘以D，INVOUTSWT而S2也是矩形高度T乘以（1D）。如果对S1和S2求和，然后再整个OUVSWT周期内平均，得到SWT（D（）（1D））/0INOUTSWOUTSWS化简上式可以到CCM的降压DC传递函数DM或M/OUTVINIOUTVIN从上式可以看到是随D占空比变化的。理想情况下，传递特性独立于T输出负载。但是书上说这种描述，并不十分精确，具体的待我认真看了再告诉大家。其实我们再看上面最后一个波形，在开关的闭合的时候，SW/D点电流波形有个很大的尖峰，我自己有测的是电压波形，用电压芯片ACT4065及ACT4065A,如图4、图5所示，具体原因有以下两个方面。图4图5第一、因为在开关闭合，将作用到二极管的阴极，突然中断了二极管的INV导通周期。对于PN二极管，首先需要将正向导通时PN结变回到电中性时的PN结，移去所有的少数载流子。二极管除去所有的注入电荷需要一定的时间才能恢复到它的断开状态，在完全恢复之前，它呈现短路行为。对于肖特基二极管，有金属半导体硅结，它没有恢复效应，然而，有很大的寄生电容，也有结电容。当二极管导通，一旦放电，SW很快通过放电电容作用电压，产生电INV流尖峰。所以减缓闭合开关SW时间将会有助于降低尖峰电流。第二、与电流形状有关。从图像中可以看到输出纹波（电容电流波形）很小。输出纹波很平滑，“无脉冲”。意味着输出电流信号能很好地为后续电路所接受，即电源中污染较小。另外，输入电流不仅有尖峰，而且看上去像方波。如果电感L的值趋于无穷大，输入电流的波形就是实实在在的方波。因此，该电流是“脉动”电流，包含大量的污染分量，比一般的正弦形状的电流更难滤波。方波由正弦波的奇次諧波組成,也就是由正弦1,3,5,7N等頻率組成。对于开关关断的瞬间也有尖峰产生，我觉得应该也是与二极管及SW脚的寄生电容及结电容有关。通过以上可以总结出CCM降压变化器的特点1、D限定在小于1，降压变换器的输出电压始终小于输入电压；2、如果忽略各种欧姆损耗，变换系数M与负载电流无关；3、通过变化占空比D，可以控制输出电压；4、降压变换器工作于CCM，会带来附加损耗。因为续流二极管反向恢复电荷需要时间来消耗，这对于功率开关管而言，是附加的损耗负担；5、输出没有脉冲纹波，但是有脉冲输入电流。四、DCM工作模式及相关特点开关器件在负载电流较大的时都是工作CCM模式，但当随着负载电流下降，纹波电流将整体下降，如图2所示，当负载电流减小到谐波峰峰值一半时，即（）/2,斜坡的最低点正好降到零，在这个最低点，电感电流为零，OIPV电感储能为零。如果电感负载电流进一步减小，电感将进入DCM工作模式，电压和电流波形将发生很大的变化如下图6所示，以及传递函数将发生很大的变化。图6从波形4，可以看到电感电流下降到0，引起续流二极管截止。如果出现此情况，电感左端开路。理论上，电感左端的电压应该回到，因为电感LOUTV不再有电流，不产生振荡。但是由于周围存在很多寄生电容，如二极管和SW的寄生电容，形成了振荡回路。如曲线2和曲线3，出现正弦信号，并在几个周期后消失，这与电阻阻尼有关。但是在实际测试中可能还是有差别的，比如我在ACT4065A测试中，测试SW/D的波形，振荡却在中间，如下图7所示，供应商工程师说这是在DCM模式，但是我没找到相关资料进行验证。图7BUCK变压器在整个负载范围内都将输出电压控制在一个定值，即使电感进入不连续工作模式。因此很容易会让我们产生误区，认为电感进入不连续工作模式对电路工作没有影响。实际上，整个电路的传递函数已经发生变化，控制环路必须适应这种变化。对于BUCK调整器，电感进入不连续工作模式也没什么问题。在进入不连续模式之前，直流输出电压/T。注意到此公式与负载电流参数无关，OUTVINOT所以当负载变化的时，不需调节占空比D,输出电压仍保持恒定。实际上，当输出电流变化时，导通时间也会稍微变化，因为Q1的导通压降和电感电阻随着电流的变化而略有变化，这需要TON做出适当的调整。进入DCM工作后，传递函数将发生改变，CCM的传递函数将不再适用，开关管的导通时间将随着直流输出电流的减小而减小。下面是DCM工作模式下的传递函数，占空比与负载电流有关，即或M2INOUT8/VDLRT??28/DLRT?因为控制环路要控制输出电压恒定，负载电阻R与负载电流成反比关系。假设VOUT，VIN、L、T、恒定，为了控制电压恒定，占空比必须随着负载电流的变化而变化。在临界转换电流处，传递函数从CCM转变为DCM。工作CCM时，占空比保持恒定，不随负载电流而改变；工作于DCM时，占空比随负载电流减小而改变。通过以上可以总结出DCM降压变换器的特点1、M依赖于负载电流；2、对于想通的占空比，DCM下的传递系数M比CCM大在负载电流低工作于深度DCM,M容易达到1。五、BUCK调整器电感选择为了减小进入断续模式时的临界输出负载电流，我们可以通过加大电感量L,以降低临界输出负载电流。使电路在期望的负载电流范围内工作连续模式。一般，电感的选择应保证直流输出电流为最小规定电流（通常为额定负载电流的10，01，其中是额定输出电流并等于电感电流斜坡的中间值）ONIONI时，电感也保持连续。电感电流斜坡为DI，如图2所示。当电流等于电感电流斜坡峰峰值PIV一般时，真好是为临界状态，即即将进入不连续工作模式，则0101ION/2,或DI02IMINOI）PIPION而且DI/L/LLVONTINOUTONT所以INOUTNIOUTN02VDII??因为及是额定值，所以INVOIINOUTO5TLVI?在实际设计中，因为电感电流在的10范围内波动，电感的设计应该ON保证它在直流电流为11时仍保持不明显饱和，因为电感工作在饱和状态，ONI感抗将急剧下降，直至失去电感作用，造成电路工作异常。比如采用ACT4065A电源芯片，输入电压为18V,输出电压为1249V,开关周期大约为S（5US），额定负载为300MA,按以上公式，电感量应为LH?????按理论计算我们应该用303UH,但实际中我们只用68UH,一部分跟成本有关，也跟我产品本身特点有关，空间要小，如果大电感根本就放不下，实际上个人觉得，够用就行。以下是在测试ACT4065A时，关于输出负载电流临界值随电感量变化的一些波形1）、L127UH,UO1251V通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L127UH时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到100MA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0MA100MA2）、L133UH,UO1251V通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L133UH时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到55MA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0MA55MA3）、L147UH,UO1251V通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L147UH时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到45MA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0MA47MA4）、L168UH,UO1251V通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L168UH时，负载电流逐渐加大时振荡波形度减小，达到30MA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0MA30MA5）、L1136UH,UO1251V通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L1136UH时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到20MA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0MA20MA6）、L1204UH,UO1251V通过改变负载电流大小，观察输出波形，在L1204UH时，负载电流逐渐加大时振荡波形宽度减小，达到12MA时，波形在关断时无振荡波形产生，达到正常的开关状态。0MA12MA综合上以所述及测试波形来看，对于芯片ACT4065A，在电感量逐渐增大，SW关断时，振荡波形宽度减小；电感量越大，就能在越小的负载电流下消除振荡波形，但在10MA内都存在此情况。五、CCM与DCM比较1、DCM是技领的特色，能降低功耗的，DCM模式的转换效率更高些，属于能量完全转换；2、工作于DCM模式，输出电流的纹波比CCM大；3、工作于DCM模式，在电感电流为0的时候，会产生振荡现象；4、工作于CCM模式，输出电压与负载电流无关，当工作于DCM模式，输出电压受负载影响，为了控制电压恒定，占空比必须随着负载电流的变化而变化。
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