谢邀，题主问题是：如何理解三相电机的合成旋转磁场？三相电机，是指当电机的三相定子绕组（各相差120度电角度），通入三相交流电后，将产生一个旋转磁场，该旋转磁场切割转子绕组，从而在转子绕组中产生感应电流（转子绕组是闭合通路）。 所以，首先需要指出和明确的一件事是，三相电机是交流电机。一.知识储备：1. 首先，我们说三相交流电机可分为同步电机和异步电机。其中同步电机主要作为发电机来用，但也可作为电动机和补偿机。在目前大多数的《电机学》教材里面介绍它的时候多是用作同步发电机。异步电机主要作为电动机使用，有时也作发电机。同样在《电机学》教材里面介绍它时多是用作电动机。不管是三相同步电机还是三相异步电机，这两大类交流电机虽然励磁方式和运行特性有很大差别，但电机定子中发生的电磁现象和机电能转换的原理却基本上是相同的，存在许多共性问题，所以，基于这个我们可统一对他们进行研究。2.非正弦周期信号的傅里叶级数分解 - 电子常识 - 电子发烧友网3.思路： 我们按照下面的过程来分析:绕组理论——单相绕组磁动势——三相绕组磁动势——————————————————————一.电机绕组理论 要说交流电机的内部磁场，得先从电机绕组理论说起。构成三相交流电机的三相绕组一般需要满足以下几个条件:1）三相绕组产生的基波电动势和磁动势应对称（即大小相等、相位互差120°电角度，三相绕组的阻抗值相同）。2）在导体数一定的条件下，力求获得尽可能大的基波电动势，尽可能减少谐波，使电机电动势、磁动势呈正弦波形。3）绕组结构上要保证绝缘性能、机械强度、散热条件等满足条件，且制造工艺简单、便于维修。flag：电机内的每相绕组由若干线圈按一定连接规律构成。由铜（铝）导线制成的成型线圈有叠绕组和波绕组两种。即绕组=\sum_{a}^{b}{} 一定规律的线圈。此外还需区分和记忆两个基本概念：机械角度和电角度。交流电机铁心内圆几何上表示为360°，称为机械角度360°或2π弧度。每对磁极的磁场（N极和S极）呈现一个周期，因此磁场一对极所占有的空间，记为占有360°空间电角度。导体每转过一对磁极，电动势变化一个周期，相当于一对磁极的距离用电角度来表示为360电角度。满足上述条件后，如何构成相绕组：将60°相带绕组每对极下的六等分，依次命名为A、Z、B、X、C、Y，则A和X相带内的全部导体属于A相， B和Y相带内的全部导体属于B相， C和Z相带内的全部导体属于C相。在属于同相的槽中嵌放同相的线圈，并按取得尽可能大电动势的原则连接线圈，即构成相绕组。二.单相绕组的磁动势——脉振磁动势？以最简单的两极电机为例，设定子上有一整距线圈AX，匝数为N_{C} ，当通入交流电i_{C} 时，根据全电流定律：作用于任何一闭合回路的磁势等于它所包围的全电流。因磁力线两次通过气隙，如不计铁磁材料中的磁压降，则磁势N_{C} i_{C} 全部消耗在气隙中。则有经过一次气隙消耗磁势为0.5N_{C} i_{C} 。设i_{C} =\sqrt{2}
I_{C}
cos\omega t，则有有了上面的数学表达式我们就可以得到：1）将磁力线出转子进定子作为磁势正方向。取绕组轴为纵坐标y，在[-\frac{\pi }{2} \frac{\pi }{2} ]范围内，磁力线向上为正值；在[\frac{\pi }{2} \frac{3\pi }{2} ]范围内，磁力线向下为负值，即沿铁心内圆的磁动势f_{c} 呈矩形分布。2）磁动势f_{c} 的幅值按电流的变化规律在正、负幅值间脉动，而磁动势的突变点（电流所在位置）固定不变。我们把这种幅值大小随电流变化规律在正、负幅值间脉动，而空间位置固定不变的磁动势，称为脉振磁动势。为了进一步了解f_{c} 中所包含的详细信息，我们按照傅里叶级数分解的方法可以把矩形波磁势分解为基波和一系列的谐波之和即如下：其中基波表示式（即表达式第一项）：其中,F_{1} =\frac{4}{\pi } \times \frac{\sqrt{2} }{2} N_{C} i_{C} 整距线圈磁动势的基波，空间呈余弦分布（cos\alpha ）；幅值F1为矩形波幅值的\frac{4}{\pi } 倍；其波幅和波节位置固定不变；整个余弦波按电流的变化规律（coswt）脉振。这种波在物理上称为驻波。整距线圈磁动势傅里叶展开表达式后面的项为各次谐波，空间也呈余弦分布（cos\alpha ）；幅值为基波幅值F1的奇数分之一倍；相绕组磁动势及其性质由于每对极下的磁动势和磁阻组成一个对称的分支磁路。所以一相绕组的磁势是指每对极下一相绕组的磁势。即一个线圈组的磁势。这里线圈组磁动势是：每个线圈磁势大小相等，所以不同的仅是每个线圈在空间相隔的α电角度。 所以q个线圈组成线圈组时，合成磁势并不等于每个线圈电势的q倍，而是等于个线圈电势的矢量和。 对于单层绕组，为qN_{C} 所产生的磁势:式中，N=\frac{pqN_{C} }{a} 对于双层绕组，为2qNc，所产生的磁势,N=\frac{2pqN_{C} }{a} 有了上式，我们可以得到：1）单相绕组的磁动势是空间呈阶梯形分布，随时间按电流的变化规律交变的脉振磁动势，是时间和空间的函数。2）此脉振磁动势包含着基波和一系列谐波，基波和各次谐波空间均呈余弦分布，均按通入电流的频率脉振。3）脉振磁动势的振幅处于该相绕组轴线处，位置固定。4）谐波次数越高，谐波磁动势幅值越小。采用绕组分布、短距可以削弱谐波分量。三. 三相绕组基波合成磁动势--圆形旋转磁动势上面我们已经知道，单相绕组的磁势为脉振磁势。对三相电机来说，我们将三个单相磁势相加，即得三相绕组的合成磁势。一般我们采用图解法和解析法两种方法进行分析。 这里我只用数学方法来分析。假设三相绕组中的电流分别为：i_{A} =\sqrt{2} Icos\omega t
i_{B} =\sqrt{2} Icos(\omega t-120^{°} )i_{C} =\sqrt{2} Icos(\omega t-240^{°} )则三个相磁动势基波表达式为：f_{A1} =F_{ph1} coswtcos\alpha
f_{B1} =F_{ph1} cos(wt-120)cos(\alpha-120) f_{C1} =F_{ph1} cos(wt-240)cos(\alpha-240) 利用三角函数的和差化积公式，cos\alpha cos\beta =\frac{1}{2} cos(\alpha -\beta )+\frac{1}{2} cos(\alpha +\beta )可改写磁动势表达式f_{A1} =\frac{1}{2} F_{ph1} cos(wt-\alpha )+\frac{1}{2}F_{ph1} cos(wt+\alpha )f_{B1} =\frac{1}{2} F_{ph1} cos(wt-\alpha )+\frac{1}{2}F_{ph1} cos(wt+\alpha-240 )f_{C1} =\frac{1}{2} F_{ph1} cos(wt-\alpha )+\frac{1}{2}F_{ph1} cos(wt+\alpha-120 )那么，f1=f_{A1} +f_{B1}+f_{C1}=\frac{3}{2} F_{ph1} cos(wt-\alpha )=F_{1} cos(wt-\alpha )其中三相合成基波磁动势幅值F1位：F_{1} =\frac{3}{2} F_{ph1} =1.35\frac{NK_{w1} }{P} 有了上式f1表达式，我们再来分析一下：1）三相合成基波磁动势f1是一个旋转磁动势，其幅值F1恒定，是单相脉振磁动势幅值的1.5倍。以空间相量来表示时，相量端点轨迹为圆，故称圆形旋转磁场。2）若要改变三相合成旋转磁动势的转向，只需改变通入三相绕组的电流相序。3）当三相电流中某相电流瞬时值达最大值时，三相合成磁动势基波正幅值到达该相绕组轴线处。总之，理解三相电机的合成旋转磁场需要抓住
三相、绕组、合成、旋转等几个关键词来把握。其中涉及到了电机绕组理论的知识，矢量合成的知识， 周期信号的傅里叶展开等等内容。希望我的回答可以对大家理解电机的合成磁场有帮助。

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根据式（1-17），直流电动机的调速方法有改变电枢端电压调速（变压调速）、改变串入电枢回路的电阻调速（串联电阻调速）和改变励磁电流调速（弱磁调速）。其中，变压调速是直流调速系统的主要调速方法。由可控电压的直流电源给直流电动机供电，改变直流电枢电压来调节电动机的转速，就构成转速开环的直流调速系统。采用电力电子技术的可控直流电源主要有两大类：①晶闸管相控整流器，它把交流电源直接转换成可控的直流电源；②直流脉宽调制（Pulse Width Modulation, PWM）变换器，它先用不可控整流器把交流电变换成直流电，然后改变直流脉冲电压的宽度来调节输出的直流电压。1.2.1 晶闸管-直流电动机调速系统传统直流电机调速系统采用直流发电机组供电，不仅重量大、效率低、占地多，而且控制的快速性比较差，维护也比较麻烦。近年来随着电力电子技术迅速发展，已普遍采用了由晶闸管整流器供电的直流电机调速系统，以取代以前广泛应用的交流电动机-直流发电机组供电的系统。特别是采用了由集成运算放大器构成的电子调节器后，晶闸管整流器供电的直流电机调速系统在性能上已远远地超过直流发电机组供电的系统。随着自关断器件的出现，PWM调速或斩波调速方式在直流调速系统中得到发展。由于调制频率高、动态响应快，在高性能直流伺服驱动中得到了广泛的应用。近几年微型计算机应用的普及，更为直流电机调速系统实现数字化和高性能化创造了条件。可控整流器供电直流电动机调速系统中，直流电动机（包括电枢回路所串联平波电抗器）是可控整流电路的一种带电感的反电动势负载，电流容易出现断续现象，这是传统直流发电机组供电形式的直流调速系统中未曾出现过的新现象。1.2.1.1 电流断续问题当调速系统主电路有足够大的电感量，而且电动机的负载也足够大时，整流电流便具有连续的脉动波形；当电感较小或电动机的负载较轻时，在瞬时电流id上升阶段，电感储能，但所存储的能量不够大，等到id下降时，电感中的能量释放出来维持电流导通，由于储能较少，在下一相尚未被触发之前，id已衰减到零，于是造成电流波形断续的情况。一旦电枢电流断续，调速系统的机械特性很软，无法承担负载；同时闭环控制中往往会出现参数失调、系统振荡，不得不采取一些措施来补救，如采用多相整流电路、加大平波电抗器电感量等来防止电流的断续；或者在控制方式中采用自适应控制，使系统中的调节器参数能随电流的断续而自动发生相应的变化，以此保持系统的运行稳定性。所以，晶闸管可控整流器供电直流电动机调速系统的机械特性必须按电流连续与否来分开讨论。1.电流连续时如果直流电机电枢回路电感足够大，使得可控整流器输出电流连续。在不计换相重叠压降情况下，根据可控整流电路的不同拓扑形式，其输出整流电压平均值分别为对单相桥式整流对三相半波整流对三相桥式整流式中 U——电源相电压的有效值。在电流连续的情况下，由于晶闸管有换相重叠现象，产生了一定的换相重叠压降，其对调速系统性能的影响可通过在整流电源内阻中计入一个不消耗功率的虚拟电阻Re来考虑。图1-6为用于说明虚拟电阻Re成因和计算用的三相半波整流电路及其电压、电流波形图。图1-6 换相重叠现象对可控整流电路的影响以a相VT1至b相VT2换相为例，ωt1时刻VT2被触发导通，由于VT1支路内有电感LB的存在，b相电流ib从零开始增长，直到ωt2=ωt1+μ时刻才达ib=id恒定；相反在ωt1～ωt2的时间内，VT1支路也因换相电感LB的存在使ia从id逐渐下降至零，以此完成负载电流从VT1至VT2的换相过程。在VT1、VT2重叠导通的换相期间μ，整流平均电压为ud=(ua+ub)/2，与不计换相重叠现象相比，ud波形损失了一块如图所示的阴影面积，使整流平均电压ud减少了一个换相重叠压降ΔUd。如设整流电路一个工作周期内换相m次，每个换相周期持续时间为2π/m，则可求得式中即为换相重叠压降的等效电阻。考虑到单相全波整流时m=2，Re=(1/π)ωLB；三相半波整流时m=3，Re=[3/(2π)]ωLB；三相桥式整流时m=6，Re=(3/π)ωLB。如果再考虑交流电源的等效内电阻Ro，则在电流连续的情况下晶闸管整流器可以等效地看作一个具有内电动势Ud、内电阻Re+Ro的直流电源，在这个直流电源供电下，直流电动机的基本方程式为和由式（1-27）可以看出，在电流连续的情况下，当整流器移相角α不变时，电动机的转速随负载电流Id的增加而降低。在图1-7中绘出了不同的移相角α对应的一簇机械特性曲线，它们实际上是一组相互平行向下倾斜的直线，其斜率为|Δn/ΔId|=R∑/(CeΦ)。但是当电流减小到一定程度时，平波电抗器中贮存的能量将不足以维持电流连续，电流将出现断续现象，此时直流电动机的机械特性就会发生很大的变化，它将不再是直线，图1-7中以虚线表示。图1-7 α恒定时的机械特性2.电流断续时电枢电流断续时不再存在换相晶闸管重叠导通的现象，直流电机通电的情况可以用图1-8所示的等效电路来分析。在此电路中，电压u2在单相和三相半波整流电路中是一相的相电压；在三相桥式整流电路中则为线电压。由于电机有反电动势E存在，显然只有在电源电压的瞬时值u2大于反电动势E时晶闸管VT才能导通，即要求整流触发角α>ψ，ψ为自然换相点的位置（即α=0°处），如图1-9所示。图1-8 电流断续时的直流电机等效电路图1-9 电流断续时的电机电流根据图1-8所示交流等效电路，可写出电路的电压平衡关系为考虑到等效电阻R∑的作用主要是改变机械特性的斜率（硬度），为了分析简便起见，可先不计R∑的影响，以后再作斜率特性修正，于是回路电压平衡方程式简化为式中 U——电源电压的有效值。求解以上方程式可得式中 C——积分常数，可由图1-9中的边界条件决定。由于电流是断续的，在晶闸管开始导通的瞬间ωt=ψ+α时，id=0，故可求得式中 ψ——整流器移相角起算点（自然换相点）的相位，，因整流电路不同而异：在单相全波整流电路中m′=2时，ψ=0；在三相半波整流电路中m′=3时，ψ=30°；在三相桥式整流电路中m′=6时，ψ=60°。把式（1-31）代入式（1-30）可得由于电流不连续，晶闸管只在一段时间内导通。设晶闸管的导通角为θ，则当ωt=ψ+α+θ时又断流，有id=0，故把ωt=ψ+α+θ代入式（1-32）可得从而，可以求得反电动势E和θ及α之间的关系为在并励直流电动机中，E=CeΦn，故由式（1-34）可以转而求得转速n和θ及α的关系为由于晶闸管的导通角θ和负载电流的大小有关，所以式（1-35）实际上隐含地给出了直流电动机在电流断续时的机械特性，只是关系式比较复杂，不直观，需要通过求解电机电枢电流平均值Id与导通角θ间的关系来揭示。由图1-9可得电枢电流平均值Id为式中 m——每周期内整流电路的换相次数，对单相全波整流电路m=2，对三相半波整流电路m=3，对三相桥式整流电路m=6。将式（1-32）和式（1-34）代入式（1-36）进行积分和整理，可得负载电流Id和导通角θ之间的关系为这样，就以θ角为参变量，把式（1-35）和式（1-37）联系起来求得不同α和θ下的直流电动机机械特性。图1-10所示为三相半波整流电路供电下的直流电机机械特性，可以看到，当负载电流Id比较小时，晶闸管导通角θ<120°，电流进入断续状态，电机的机械特性变得很软，而且呈显著的非线性上翘，使电动机的理想空载转速很高；随着负载的增加转速很快下降，如同在并励直流电机的电枢中串联了很大的电阻；当负载增加到一定数值时，θ=120°，电流连续，于是机械特性变成了水平直线，如图中虚线所示：这是因为在分析中忽略了电枢电阻的影响之故。如计及电阻，那么电流连续时的机械特性将如图中实线所示，具有一定的斜度，其斜率为|Δn/ΔId|=R∑/(CeΦ)。只要电流连续，晶闸管可控整流器就可以看成是一个线性的可控电压源。图1-10 三相半波整流电路供电的机械特性由于电流断续时直流电机电枢回路等效电阻增加很多，除使机械特性变软外，也对调速系统的特性产生很不利的影响，往往引起振荡，因此需要接入平波电抗器防止电流的断续。在选择电抗器电感量时，按最小负载电流ILmin下保证电流仍连续的原则计算电感量。因为电流连续时的导通角保持为2π/m，则可由式（1-37）推得由此则可求得为保证电流连续必需的电感量为如考虑再留一定裕度，则可假定sinα=1。一般来说，整流相数越多、整流电压脉波越小，所需的平波电抗器电感量可以选得越小些。1.2.1.2 可逆调速系统晶闸管-直流电动机调速系统可以区分为不可逆调速系统和可逆调速系统。若调速系统只能产生一个方向的电磁转矩，致使一般情况下电机只能在单一转向上做电动运行，则称为不可逆调速系统。若调速系统在正、反两个方向上均能产生电磁转矩，电机可在正转、反转，电动、制动运行状态之间可逆运行，则称为可逆调速系统。它们的性能要求不同，系统结构、控制方式均不同。在生产实际中有许多场合要求电动机能做四象限运行，例如龙门刨、轧钢机等都要求不断地进行正向电动，接着快速制动，然后反向电动，再反向制动，频繁地进行运行状态的变换，这就要求电动机能产生正、反两个方向的电磁转矩。他励直流电动机在磁场不变的情况下做四象限运行时，需要改变电枢电流的方向，但是可控整流器晶闸管PN结的导电机制只允许电流从一个方向上通过，所以单个整流桥不能满足直流电机四象限运行的要求。为此，通常采用两组整流器构成所谓可逆整流电路，其中一组整流器为一个方向的电流提供通路，而另一个方向的电流由另一组整流器提供，以此产生两个方向的电枢电流及相应正、反转方向的转矩。可逆整流电路有两种连接方式：一种是交叉连接法，另一种是反并联连接法。这两种电路从本质上讲没有什么大的差别，而现在用得比较多的是反并联电路，它们的交流侧可以是同一个交流电源，如图1-11所示。当两组整流器均作整流运行时，其整流电压将顺串短路，产生不经负载电机的环流，因此在晶闸管-电动机系统中一般不允许两组晶闸管同时处于整流状态。为了防止在两个反并联的整流桥之间产生环流，要求两个整流器的输出电压必须相等，极性互相“对顶”。由于两个桥的接法是反并联的，若要电压相平衡，则两个桥中必须有一个工作在整流状态，而另一个工作在逆变状态，且两个桥的移相角必须满足α1=β2。其中α1为正组整流桥的整流滞后角，而β2为反组整流桥的逆变超前角。若α1<β2，正组整流桥的输出电压U1将大于反组整流桥的对顶电压U2，在两个整流桥之间可能出现很大的环流，导致晶闸管烧毁。因此，如果系统中α1=β2的条件不能严格保证，则应使α1>β2以保证安全。图1-11 直流可逆调速系统主电路（反并联连接）这里应当指出，保证α1=β2仅仅是使正反两组整流桥的输出电压平均值相同，仅用于限制平均环流。实际上整流桥的瞬时输出电压是脉动的，这是因为一组整流器工作在整流状态，另一组整流器工作在逆变状态，两组整流桥的输出电压波形是不相同的。图1-13给出了相应于图1-12所示反并联的三相半波整流电路的两桥整流电压及电流波形，图1-13a和图1-13b分别为前述两组整流桥的输出电压波形，其中图1-13a是整流器工作在整流状态时的输出波形，图1-13b是整流器工作在逆变状态的输出波形。可以看出，即使α1=β2，两组整流桥整流电压之间仍有瞬时电压差，即环流电压uh，在此电压作用下会在两组整流桥之间产生不经负载的环流ih，其波形如图1-13c、d所示。由于环流电压出现在两组整流桥之间，不流经负载电动机，而两桥间的阻抗一般都很小，如不采取措施加以限制，很小的环流电压也会产生出很大数值的环流，烧毁整流电路。图1-12 三相半波反并联可逆调速系统主电路图1-13 α1=β2时的环流电压和电流限制环流的办法有两种：①如图1-11中所示的在两组反并联整流桥之间加限流电抗器（或称均衡电抗器）L及L′，这种系统一般叫作有环流系统；②在一组整流桥工作时把另一组整流桥的触发脉冲封锁，使该组不导通，这样也就不会出现环流，这种系统叫作无环流系统。1.2.2 直流电动机的脉宽调制调速在直流电动机的调速系统中，除了前面所述的利用相控整流方式的调压调速以外，PWM方式的调压调速也得到相当广泛的应用。由于相控整流中电网端输入电流的功率因数与移相触发角α直接相关，在电动机低速运行整流桥输出电压较低时，移相触发角α很大，致使电网输入电流功率因数低，谐波分量很大，对电网有不利的影响。采用脉宽调制调速时，电源侧一般采用二极管不控整流，这对改善电网功率因数和减小谐波对电网的污染都是有利的。对于像城市电车、地铁、电动汽车和电瓶车等采用公共直流电网或由蓄电池供电的直流电机而言，那更是非用PWM调速不可。PWM调速又称斩波调速，是在直流电源电压基本不变的情况下通过电子开关的通断，改变施加到电机电枢端的直流电压脉冲宽度（即所谓占空比），以调节输入电机的电枢电压平均值的调速方式。更具体地说，是用PWM方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电动机转速。与晶闸管-直流电动机调速系统相比，PWM调速系统在很多方面都有较大的优越性：1）主电路简单，需要的电力电子器件少。2）开关频率高，电流容易连续、谐波少，电动机损耗及发热都较小。3）低速性能好，稳速精度高，调速范围宽。4）若与响应快速的电动机配合，则系统频带宽、动态响应快、动态抗干扰能力强。5）电力电子器件工作在开关状态，导通损耗小；当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。由于有上述优点，直流PWM调速系统的应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能系统中已经完全取代了晶闸管相控整流器-直流电动机调速系统。早期常采用晶闸管作为直流PWM调速装置的电力电子开关器件，但晶闸管没有自关断能力，用于极性恒定的直流电源条件下为了确保关断需要有一个专门的换相电路，比较复杂；而且开关频率也受到限制，通常在300Hz以下，导致调制频率低，电枢电流和转矩波动大，容易出现电流不连续，控制精度差，响应速度比较慢。近年来随着具有自关断能力的第二代电力电子器件的出现，在大功率斩波调速装置中已较多采用门极关断晶闸管（GTO），而在中小功率调速系统中已普遍采用了大功率晶体管（GTR），特别是目前第三代电压控制型自关断器件绝缘栅双极型晶体管（IGBT）也已广泛应用。采用GTR以后，开关频率一般可以提高到1～3kHz，比晶闸管的开关频率提高了一个数量级；而IGBT的开关频率更可高达10～20kHz，因而PWM调速系统的响应速度和稳态精度等性能指标均得以明显提高。直流电动机PWM调速可按是否有四象限运行能力划分为不可逆PWM调速系统和可逆PWM调速系统两大类。1.2.2.1 不可逆PWM调速系统1.无制动能力的不可逆PWM调速系统在不要求可逆运行也不要求制动的情况下，最简单的PWM调速系统如图1-14a所示。在开关管VT导通时，电源电压US直接加在直流电动机电枢的两端；而在VT关断时，电枢电流经二极管续流。如果直流电动机的负载电流和电枢回路的电感足够大，而关断的时间又比较短时，电流将连续，电机的电枢电压为零，此时直流电动机端电压的波形如图1-14b所示。端电压的平均值为式中 ρ——负载电压系数，在这里ρ=t1/T=γ，也就是电压脉冲宽度的占空比γ。如果电机负载电流比较小，或者电枢回路的电感量不够大，调制频率比较低，则在VT关断期间经续流二极管VD流通的电枢电流可能出现断续。例如当t=t2时，电枢电流下降到零，则电机两端的电压将等于电机的反电动势Ea，如图1-14c所示。此时直流电机端电压的平均值UA将升高，其值为图1-14 最简单的直流电动机脉宽调速如果认为电机内电动势Ea≈UA，则得因此求得电流断续时的负载电压系数为ρ′=(T/t2)ρ。由于T>t2，故一般ρ′>ρ，即在电枢电流出现断续时电机端部的平均电压UA将升高，电动机的转速随之也将上升。所以，在脉宽占空比γ一定的情况下，随着负载的电枢电流减小可能出现断续，电机转速会显著增加，使电动机的机械特性显著变软，如图1-15所示，这与相控整流电路供电下电流出现断续时的情况相似。图1-15 电流断续时的直流电动机机械特性2.有制动能力的不可逆PWM调速系统图1-14所示的最简单的直流电动机脉宽调速系统不允许电流反向，续流二极管VD的作用只是为电流提供一个续流的通道，因而没有制动能力。如果电动机有制动要求，必须为反向电流提供通路，可在图1-14的最简单电路上加一开关管VT2与续流二极管VD2并联，以作动态制动之用；而在主开关VT1旁边并联一个二极管VD1，以解决再生制动问题，此时的电路构成如图1-16所示。其工作原理如下：设开关管VT1、VT2的基极驱动电压Ub1和Ub2是两个极性相反的互补脉冲电压。在0<t<t1期间Ub1为正，Ub2为负，则VT1导通而VT2关断，电源电压US经VT1加到电动机的电枢上。在电源电压US大于电枢电动势Ea的情况下，电枢电流ia由A点流向B点，其方向与反电动势Ea相反，故电机工作在电动状态。接着在t1<t<T期间Ub1变负、Ub2为正，则VT1关断，切断电动机的电源，但由于电枢回路电感的作用，ia将经二极管VD2续流，因电流方向不变，电机仍工作在电动状态。此时VT2的驱动电压Ub2虽已变正，但由于VD2导通，其正向压降以反向电压的形式加在VT2两端，使VT2不能导通。若VT1的关断时间比较短，直到一个控制周期结束，即t=T时电枢电流一直维持不断，那么VT2始终不通，电机就不能进入制动状态。如果VT1关断时间比较长，在t=t2时刻电枢电流ia衰减到零，那么在电机反电动势Ea的作用下VT2将导通，电枢电流ia将沿着相反的方向从B点流到A点，其方向与反电动势Ea相同，于是电机就进入能耗制动状态。这样，通过控制VT1关断的时间间隔就可以控制电机的制动转矩。这里需要指出：在VT1重新导通之前必须先关断VT2，使得两管出现同时关断的状态，称为死区。由于电枢电感的存在，电枢电流不能突变，故电流经过VD1续流，电机短时进入再生制动状态，然后才能使VT1导通。否则在VT2还没有完全关断之前就让VT1导通，电源可能经过VT2、VT1直接短路，损坏开关器件。图1-16 带制动功能的直流电动机脉宽调速电路电机在位能负载驱使下高速运行或者对电机加强励磁时，会使电机反电动势Ea高于电源电压US，此时开关VT2关断，则电流将经过二极管VD1和电枢（从B点流向A点）流向电源，使电机进入再生制动状态；而若VT2导通，则电机就进入能耗制动状态。图1-14a、图1-16所示电路之所以不可逆，是因为电枢平均电压Ud始终大于零，虽然图1-16中电流能够反向，但只能起到制动作用，电压和转速仍不能反向。1.2.2.2 可逆PWM调速系统如果要求转速反向，需要能够改变PWM变换器输出电压的极性，使直流电动机可以在四个象限中运行，为此需要组成可逆PWM调速系统。直流电动机晶体管可逆PWM调速系统结构如图1-17所示，它是由四个大功率晶体管VT1、VT2、VT3、VT4和四个与之反并联的二极管VD1、VD2、VD3、VD4组成的桥式电路。电路的一侧接电源电压US，中间接直流电动机M。根据各晶体管控制方法的不同，这种H型桥式可逆调速电路可以分为单极性PWM（斩波）和双极性PWM（斩波）两种控制方式，其中单极性PWM还可派生出受限单极性PWM方式。图1-17 直流电动机H桥可逆脉宽调速系统结构1.单极性PWM方式单极性PWM时，系统输出电压UA的极性是通过一个称之为控制电压的开关量Uc来改变的。当控制电压Uc为正时，晶体管VT1和VT2交替导通，而VT4一直导通、VT3一直关断，VT1～VT4的驱动信号Ub1～Ub4如图1-18所示。这时输入到电动机的电压总是B端为正（+），A端为负（-），呈现出一种单方向的极性。而当控制电压Uc的极性变负时，晶体管的基极电压Ub1与Ub3对换，Ub2与Ub4对换，变成VT3、VT4交替导通，而VT2一直导通、VT1一直关断，H桥的输出电压也将随之而改变极性，变成A端为正（+），而B端为负（-）的单一极性。图1-18 单极性PWM时电流路径（Uc>0）以Uc>0为例，并设US>Ea。在0<t<t1期间，驱动电压Ub1>0、Ub2<0，晶体管VT1导通、VT2关断。在(US-Ea)>0作用下经VT1、VT4构成电流路径①，电流ia从B端流向A端，与反电动势Ea反向，直流电机吸收能量作电动运行。在t1<t<T期间，Ub1变负、Ub2为正，VT1关断电机供电电源，但依靠电枢回路的自感电动势eL=Ldia/(dt)使电流将经VT4、VD2续流，VD2导通产生的管压降作为反向电压使VT2反向偏置无法导通。此时电流ia沿路径②流通，仍与Ea反向使电机运行于电动状态，但由eL维持的电流将很快衰减至零。若在t1<t<T期间的t2时刻电枢电流衰减为零，VT2反偏消失而驱动电压Ub2>0仍存在，则t2<t<T期间在反电动势Ea作用下将使VT2导通，电枢电流反向，经VT2、VD4从A端流向B端，形成电流路径③，ia与Ea同向，电机进入能耗制动状态。若Ea>US，则在VT1导通期间，在(Ea-US)>0作用下，电枢电流经VD1、VD4输回电源，形成电流路径④，ia与Ea同方向，电机作再生制动（发电）运行。而在VT2导通期间，电流流经VT2、VD4形成电流路径③，电机作能耗制动，其过程与不可逆PWM调速的情况相似。单极性PWM时的电压、电流波形如图1-19所示，图中分别示出了US>Ea、US<Ea及US≈Ea三种情况下的电流波形。在单极性PWM方式中，当控制电压Uc>0时只输出正脉冲电压，当Uc<0时只输出负脉冲电压。这种PWM方式中H桥输出的负载电压系数ρ仍可按式（1-40）计算，但ρ=-1～+1，其绝对值与占空比γ相等，即图1-19 单极性PWM时的电压、电流波形（Uc>0）在以上可逆PWM电路的开关过程分析中，都是将晶体管当作理想开关处理，导通和关断均瞬时完成。事实上真实开关器件都需要开通与关断时间，这样同桥臂上、下器件互补通、断控制时必须要确保导通管有效关断后才能开通另一关断管，以防两管同时导通造成电源对地短路（直通）。为此，必须引入开通延时，但这一方面会破坏理想的输出电压波形，也限制了开关频率，为此提出了一种无需延时的单极性控制方式——受限单极性PWM控制。2.受限单极性PWM控制图1-20为受限单极性PWM电路Uc>0时的开关驱动信号及相应电流路径，可以看出：当Uc>0时，VT1工作在开关状态，VT2、VT3始终处于关断状态，VT4始终为导通状态。若US>Ea，在0<t<t1期间，Ub1>0使VT1导通，Ub4>0使VT4恒导通，在(US-Ea)>0作用下，电枢电流ia经VT1、VT4从B端流向A端，形成电流路径①，且与Ea反向，直流电机作电动运行。在t1<t<T期间，Ub1<0，VT1关断，在电枢自感电动势eL=Ldia/(dt)作用下电枢电流ia沿恒导通的VT4、VD2续流，形成电流路径②，其电枢电压Ua≈0（两个管压降）。电机电压、电流波形如图1-21所示。图1-20 受限单极性PWM电流路径（Uc>0）当US>Ea时，常规单极性控制的制动电流应沿图1-18中的电流路径③流通，但在受限单极性控制时，VT2一直截止使能耗制动电流回路受到限制，由此得名受限单极性。这样在轻载运行时，t1<t<T期间电枢电流ia沿图1-20路径②续流过程中会在某时刻因eL不够大而断流，电枢电流出现断续现象，如图1-21d所示。可以看出，受限单极性控制在电机轻载时虽会出现电流断续现象，但可有效避免同桥臂上、下器件的直通，大大提高了系统的运行可靠性，在高要求、大功率、频繁起制动的直流PWM调速系统中得到广泛应用，而电流可能断续的固有缺点则可以通过提高器件开关频率、改进电路来克服。3.双极性PWM方式在双极性PWM方式中四个晶体管分为两组：一组为VT1和VT4，另一组为VT2和VT3。同组中两个晶体管同时通断，而两组晶体管的通断互补交替。图1-22给出了双极性PWM时电压、电流及电机运行状态，图1-23则示出了双极性PWM时各阶段的电流路径。图1-21 受限单极性PWM直流调速系统电压、电流波形（Uc>0）设在0<t<t1期间，Ub1和Ub4为正，Ub2和Ub3为负，晶体管VT1和VT4导通，VT2和VT3关断。这时施加于电机两端的电压为正，即B端为正（+）、A端为负（-）。如US>Ea，电枢电流ia经过VT1和VT4从B端流向A端，形成电流路径①，电枢电流ia与反电动势Ea反向，电机工作在电动状态。在t1<t<T期间，Ub1和Ub4变为负，而Ub2和Ub3变为正，则VT1和VT4关断，VT2和VT3导通。在电枢回路自感电动势eL=Ldia/dt作用下，原电流将通过VD2和VD3续流，形成电流路径②，电流方向不变，电机仍处在电动状态。但这时电机端电压已改变了极性，变成A端为正（+）、B端为负（-），它将使电枢电流快速衰减。如果电机的负载电流比较大，调制频率比较高，直到一个调制周期结束即t=T时，电枢电流还没有衰减到零，那么电机就始终工作在电动状态。假如电流不够大，在某一时刻t=t2，电流ia衰减到零，那么在之后的t2<t<T期间，晶体管VT2和VT3在电源电压US和电机反电动势Ea的共同作用下导通，电枢电流将沿相反的方向从A端流向B端，形成电流路径③。在US+Ea作用下会形成很大的冲击电流，且ia与Ea同向，电机进入反接制动状态。直到下一个调制周期开始后，即在T<t<(T+t1)期间，VT2、VT3关断，反向的电枢电流经二极管VD1和VD4续流，在自感电动势eL与反电动势Ea共同作用下，形成电流路径④，电机将电能反馈回电源，电机进入再生制动状态。到了t=t3时，反向电流衰减到零，加在VT1和VT4上的反压消失，VT1和VT4开始导通，又开始了一个新的工作周期。图1-22 双极性PWM时的电压、电流及电机运行状态可以看出在双极性PWM方式中，无论电机工作在什么状态，在0<t<t1期间电枢端电压UA总等于+US；而在t1<t<T期间，UA总等于-US，所以电枢电压平均值UA等于正脉冲电压平均值UA1和负脉冲电压平均值UA2之差，即因此，可知双极性PWM方式的负载电压系数为式中，ρ的变化范围也是（-1，1）。值得特别指出的是：当t1=T/2时，ρ=0，电机的输入电压平均值为零，电机当然就静止不动了。但由于t1=T/2时，实际电机两端加有正负脉冲宽度相等的交变电压，电枢中可能出现一个交变的电流ia。这个电流虽然增加了电机的损耗，但它产生了正、反两个方向的瞬时转矩，虽然转子因机械惯性不会转动，但是瞬时转矩却能使电机产生高频的微振，从而减小了静摩擦，起到动力润滑的作用。双极性直流PWM调速系统可实现正转、反转，电动、制动的四象限运行，如图1-24所示。机械特性与纵、横轴交点即为ρ，其斜率为1。图1-23 双极性PWM时各阶段的电流路径图1-24 双极性直流PWM调速系统机械特性4.双极性PWM和单极性PWM方式的比较双极性PWM方式与单极性PWM方式相比具有以下特点：1）双极性PWM方式控制简单，只要改变t1位置就能将输出电压从+US变为-US。而在单极性PWM方式中需要改变晶体管的工作方式。2）双极性PWM输出电压比较小时，每个晶体管的驱动电压脉冲Ub仍然比较宽，能保证开关器件的可靠驱动和电机低速运转的平稳性。而单极性PWM方式在输出电压比较小时晶体管的驱动电压脉冲Ub变窄，窄到一定程度往往就不能保证晶体管的可靠导通，从而影响电动机低速运转的平稳性。因此用单极性PWM方式时电机的低速运行性能往往不如采用双极性PWM方式时好。3）双极性PWM方式输出平均电压等于零时，电枢回路中存在的交变电流虽然增加了电机的损耗，但它所产生的高频微振能起到动力润滑的作用，有利于克服机械静摩擦。而单极性PWM方式在输出电压平均值为零时电枢回路中没有电流，不产生损耗，也没有动力润滑作用，存在较大静摩擦时可能较难起动。4）双极性PWM方式四个晶体管都处在开关状态，开关损耗比较大；而单极性PWM方式中只有两个晶体管工作在连续的开关状态，开关损耗要小些。1.2.3 直流电动机调速系统转速控制任何一台需要控制转速的设备，其生产工艺对调速性能都有一定的要求，如最高转速与最低转速之间的范围有多大，是有级调速还是无级调速，在稳态运行时允许转速波动的大小，从正转运行变到反转运行的时间间隔，突加或突减负载时允许的转速波动，运动停止时要求的定位精度等。本小节针对直流电动机调速系统的转速控制，由简入繁，依次介绍开环系统，转速闭环系统，转速、电流双闭环系统的控制规律、性能特点和设计方法。1.2.3.1 开环系统控制最简单的直流电动机调速系统是开环调速系统。直流电动机的励磁采用单独整流桥供电，以保持基本恒定的磁通。电枢由可控整流器供电，如图1-25所示。调节可控整流器的移相角α，改变它的输出电压Ud就可以实现电机的调压调速。但是从图1-10所示的晶闸管供电直流电机机械特性可见，在移相角α保持恒定的条件下，随着负载的改变电机的转速有明显的变化，特别是在负载较轻、电流出现断续时转速的变化更大。这样的调速系统无调速精度可言，只能用于调速要求不高的场合。图1-25 直流电动机开环调速系统1.2.3.2 转速闭环系统控制根据自动控制原理，将系统的被调节量作为反馈量引入系统，与给定量进行比较，取其偏差值对系统进行控制，可以有效地抑制甚至消除扰动造成的影响，而维持被调节量很少变化或不变，这就是反馈控制的基本作用。为了保证调速的精度，一般须采用速度负反馈的办法形成所谓速度闭环控制系统。图1-26系统中速度给定信号ug与实际速度反馈信号ufn相比较，将它们的差额经放大以后去控制整流桥的输出电压，使系统向消除差额的方向调节，最终使实际转速等于给定值。图1-26 速度负反馈直流电动机闭环调速系统1.比例控制当图1-26中速度调节器采用比例（proportion）调节器时，称为比例控制转速闭环系统。它可以获得比开环调速系统硬得多的稳态特性，从而在保证一定静差率的要求下，能够调高调速范围。闭环系统稳态速降减少的实质在于：在开环系统中，当负载电流增大时，电枢压降也增大，转速只能降低。闭环系统设有反馈装置，转速稍有降落，反馈电压就能感觉出来，通过比较和放大，提高电力电子装置的输出电压，以补偿电阻降落电压的影响，使系统工作在新的机械特性上，因而转速又有所回升。在图1-27中，设原始工作点为A，负载电流为Id1；当负载增大到Id2时，开环系统的转速必然降到A′点所对应的数值。闭环后，由于反馈调节作用，电压可升高到Ud02，使工作点变成B，稳态速降比开环系统要小得多。这样，在闭环系统中，每增加（或减少）一点负载，就相应地提高（或降低）一点电枢电压，使电动机工作在新的机械特性下。闭环系统的静态特性就是这样在许多开环机械特性上各取一个相应的工作点，如图1-27中的A，B，C，D，…，再由这些工作点连接而成的。图1-27 闭环系统静特性和开环系统机械特性的关系比例控制的闭环直流调速系统是一种基本的反馈调速系统，它具有以下三个基本特征（也就是反馈控制的基本规律，各种不另加其他调节器的反馈控制系统都服从这些规律）：（1）只有比例控制的反馈控制系统，其被调量有偏差比例控制反馈控制系统的比例系数Kp值越大，系统的稳态性能越好，但相应的动态性能就会变差。但只要比例放大系数Kp=常数，反馈控制就只能减小稳态误差，而不能消除它，因此，这样的控制系统叫作有静差控制系统。实际上，此类系统正是依靠被调量的偏差进行控制的。（2）反馈控制系统的作用是抵抗扰动，服从给定反馈控制系统具有良好的抗扰性能，它能有效地抑制一切被负反馈环所包围的前向通道上的扰动作用，但对于给定量的变化则惟命是从。除给定信号外，作用在控制系统各环节上的一切会引起输出量变化的因素都叫作“扰动作用”。负载变化、交流电源电压的波动、电动机励磁的变化、电压放大器输出电压的偏移、由温升引起主电路电阻的增大等，所有这些因素都要影响到电动机的转速，都会被测速装置检测出来，再通过反馈控制的作用，减小它们对稳态转速的影响。但是，有一种扰动除外，如果在反馈通道上的测速反馈系数α受到某种影响而发生变化，它非但不能得到反馈控制系统的抑制，反而会造成被调量的误差。反馈控制系统所能抑制的只是被反馈环所包围的前向通道上的扰动。抗扰性能是反馈控制系统最突出的特征之一。正因为有这一特征，在设计闭环系统时，可以只考虑一种主要扰动作用，例如在调速系统中只考虑负载扰动。按照克服负载扰动的要求进行设计，则其他扰动也就自然都受到抑制了。与扰动作用不同的是在反馈环以外的给定的作用，如图1-26中的转速给定信号ug，它的微小变化都会使被调量随之变化，丝毫不受反馈作用的抑制。因此，全面地看，反馈控制系统的规律是：一方面能够有限地抑制一切被包在负反馈环内前向通道上的扰动作用；另一方面则紧紧地跟随着给定作用，对给定信号的任何变化都是惟命是从的。（3）系统的精度依赖于给定和反馈检测的精度如果产生给定电压的电源发生波动，反馈控制系统无法鉴别是对给定电压的正常调节还是不应有的电压波动。因此，高精度的调速系统必须有更高精度的给定稳压电源。反馈检测装置的误差也是反馈控制系统无法克服的。对于上述调速系统来说，测速发电机励磁发生变化时，会使检测到的转速反馈信号偏离应有的数值，而测速发电机电压中的换向纹波、制造或安装不良而造成转子的偏心等，都会给系统带来周期性的干扰。所以反馈检测装置的精度也是保证控制系统精度的重要因素。现代高性能调速系统采用数字给定和数字测速来提高调速系统的精度。2.积分控制在采用比例调节器的调速系统中调节器的输出是电力电子变换器的控制电压Uc，输入输出关系是：Uc=KpΔUn。只要电动机在运行，就必须有控制电压Uc，因而也必须有转速偏差电压ΔUn，这是此类调速系统有静差的根本原因。如果采用积分调节器，则控制电压Uc是转速偏差电压ΔUn的积分：。当ΔUn是阶跃函数时，Uc按线性规律增长，每一时刻Uc的大小和ΔUn与横轴所包围的面积成正比，如图1-28a所示，图中Ucm是积分调节器的输出限幅值。对于闭环系统中的积分调节器，ΔUn不是阶跃函数，而是随着转速不断变化的。当电动机起动后，随着转速的升高，ΔUn不断减少，但积分作用使Uc仍继续增长，只不过Uc的增长不再是线性的了，每一时刻Uc的大小仍和ΔUn与横轴所包围的面积成正比，如图1-28b所示。在动态过程中，当ΔUn变化时，只要其极性不变，即只要仍是ug>ufn，积分调节器的输出Uc便一直增长；只有达到ug=ufn，ΔUn=0时，Uc才停止上升，而达到其终值Ucf。在这里，值得特别强调的是，当ΔUn=0时，Uc并不是零，而是一个终值Ucf，如果ΔUn不再变化，这个终值便保持恒定而不再变化，这是积分控制不同于比例控制的特点。Uc的改变并非仅仅依靠ΔUn本身，而是依靠ΔUn在一段时间内的积累。正因为如此，积分控制可以使系统在无静差的情况下保持恒速运行，实现无静差调速。将以上分析归纳起来，可得下述论断：比例调节器的输出只取决于输入偏差量的现状，而积分调节器的输出则包含了输入偏差量的全部历史。虽然到稳态时ΔUn=0，但只要历史上有过ΔUn，其积分就有一定数值，足以产生稳态运行所需要的控制电压Uc。这就是积分控制规律和比例控制规律的根本区别。图1-28 积分调节器的输入和输出动态过程3.比例积分控制前面从无静差的角度突出地表明了积分控制优于比例控制的地方，但是从另一方面看，在控制的快速性上，积分控制却又不如比例控制。同样在阶跃输入作用之下，比例调节器的输出可以立即响应，而积分调节器的输出却只能逐渐地变化（见图1-28）。那么，如果既要稳态精度高，又要动态响应快，该怎么办呢？只要把比例和积分两种控制结合起来就行了，这便是比例积分（Proportional Integral, PI）控制。为了使PI调节器的表达式更具有通用性，用Uin表示PI调节器的输入，用Uex表示其输出，此输出量由比例和积分两部分叠加而成，输入输出关系为依据式（1-46）可以画出PI调节器在Uin为方波输入时的输出特性，如图1-29所示。当t=0时，突加输入Uin，由于比例部分的作用，输出量立即响应，突跳到Uex(t)=KpUin，实现了快速响应；随后Uex(t)按积分规律增长，。在t=t1时，输入突降到零，即Uin=0，此时，使电力电子变换器的稳态输出电压足以克服负载电流产生的压降，实现稳态转速无静差。由此可见，PI控制综合了比例控制和积分控制两种方法的优点，又克服了各自的缺点，扬长避短，互相补充。比例部分能迅速响应控制的变化，积分部分则最终消除稳态误差。在闭环调速系统中，负载扰动同样引起ΔUn的变化，图1-30绘出了负载扰动时闭环系统PI调节器的输入和输出的动态过程。假设输入偏差电压ΔUn的波形如图1-30所示，则输出波形中比例部分①和ΔUn成正比，积分部分②是ΔUn的积分曲线，而PI调节器的输出电压Uc是这两部分之和，即①+②。可见，Uc既具有快速响应性能，又足以消除调速系统的静差。除此以外，PI调节器还是提高系统稳定性的校正装置，因此它在调速系统和其他控制系统中获得了广泛的应用。图1-29 PI调节器的输入和输出特性图1-30 闭环系统中PI调节器的输入和输出动态过程在设计PI调节器时，如何选择参数Kp和τ成为一个新的问题。在自动控制理论中提出了很多PI调节器的设计方法，例如根轨迹法、频率法等，其中频率法中的伯德图是用得较多的方法。其关键之处是：既要求PI控制调速系统的稳定性好，又要求系统的快速性好，同时还要求稳态精度高和抗干扰性能好。但是这些指标是相互矛盾的，设计时往往需要采用多种手段，反复试凑。在稳、准、快和抗干扰这四个矛盾之间取得折中，才能获得比较满意的结果。仅有速度负反馈的调速系统在速度给定发生突变时，整流桥的输出电压变化很大，可能会引起电机电枢电流剧增，使晶闸管损坏。此时，电流的急剧变化也会导致直流电机换向恶化，并引起电机转矩的剧变，对传动系统产生猛烈的冲击，这是不允许的。这都是因为这类系统只对转速实现了控制而没有对电流实现控制。为此，在调速系统中还必须采取限制电流冲击的措施，即再加入电流反馈闭环以构成所谓转速、电流双闭环调速系统。1.2.3.3 转速、电流双闭环系统控制图1-31所示为典型的晶闸管供电直流电动机双闭环调速系统的结构框图。双闭环调速系统中包括两个反馈控制闭环，其内环是电流控制环，外环是速度控制环。电流环由PI型电流调节器LT、晶闸管移相触发器CF、晶闸管整流器和电动机电枢回路所组成。电流调节器的给定信号un与电机电枢电流反馈信号ufi相比较，其差值Δui送入电流调节器。调节器的输出为移相电压uk，通过移相触发器去控制整流桥的输出电压Ud，在这个电压的作用下电机的电流及转矩将相应地发生变化。电流反馈信号可以通过直流互感器或霍尔电流传感器取自电枢回路电流，也可以用交流互感器取自整流桥的交流输入电流，然后经整流而得到。由于交流互感器结构比较简单，后一种电流传感方式应用较多。电流调节的过程是这样实现的：当电流调节器的给定信号un大于电流反馈信号ufi时，经过调节器控制整流桥的移相角α，使整流输出电压升高，电枢电流增大；反之，当给定信号un小于电流反馈信号时，使整流桥输出电压降低，电流减小，力图使电枢电流与电流给定值相等。图1-31 直流电动机的双闭环调速系统的结构框图速度环中速度调节器ST也是一个PI调节器，它的一个输入端送入速度给定信号ug，由它规定电机运行的速度；另一端送入来自于电机同轴的测速发电机TG的速度反馈信号ufn，两者之差ΔUn输入到速度调节器，经PI调节后的输出信号Un则作为电流给定信号输入到电流调节器，通过前面所讲的电流调节环的控制作用调节电机电枢电流Id和转矩T，使电机转速发生变化，最后达到给定转速。调速系统中采用PI调节器可使被控制量获得静态无差和快速动态调节的控制效果。能实现静态无差调节是因为调节器中的积分运算具有记忆功能，对输入偏差量保持有“记忆”。这样，当调节器输入输出相等，系统达到无差时，调节器的输出并不为零，其值用以维持调节器输入误差第一次为零时刻的系统状态，即维持相应的触发角α、整流器输出直流电压Ud、电枢电流Id、电磁转矩T及转速n。采用这种误差控制机制控制调节器的输出时，可保证被控制值与指令值严格相等。PI调节器的快速动态响应得益于调节器采取限幅输出的控制。这既从安全角度约束了被控制量的数值范围，也保证了系统能以最大限幅值实现相应被控制量的快速调节。值得注意的是，一旦调节器进入饱和限幅输出时，PI调节器将退变为一个简单限幅器，失去PI调节功能，相应的闭环系统也将退变成开环系统。双闭环调速系统连接上的特点是速度调节器的输出作为电流调节器的给定来控制电动机的电流和转矩。这样做的好处在于可以根据给定速度与实际速度的差额及时地控制电机的转矩，使得速度差值比较大时电机转矩大，速度变化快，以便尽快地把电机转速拉向给定值，实现调速过程的快速性；而当转速接近给定值时又能使电机的转矩自动减小，避免过大的超调，使转速很快达到给定，做到静态无差。此外，由于电流环的等效时间常数一般比较小，当系统受到外来干扰时能比较迅速地做出响应，抑制干扰的影响，提高系统运行的稳定性和抗干扰能力。而且双闭环系统有以速度调节器的输出作为电流调节器的输入给定值的特点，速度调节器的输出限幅值也就限定了电枢电流的最大值，对过载能力比较低的晶闸管器件能起到有效的保护作用。因此双闭环系统在现代交、直流电机调速系统中得到极为广泛的应用。双闭环调速系统的工作过程可以直流电动机的起动过程为例具体说明。图1-32示出了双闭环调速系统控制直流电动机起动时的过渡过程，图中（1）为开始起动阶段，在速度调节器的输入端突然加上给定电压ug时，由于电机还没有转动，速度反馈电压ufn=0，这样速度调节器ST中给定信号和反馈信号的差值ΔUn相当大，经调节器放大后，其输出将达到调节器的输出饱和限幅值。因此ST退化成限幅器，实为速度开环控制。ST的饱和输出值也就是电流调节器的最大给定输入信号，由于此时电流刚由零开始增长，电流反馈值远小于指令值，LT也饱和输出，退化为限幅器，失去PI调节功能，电流也实为开环控制，使得晶闸管整流桥的移相角α前移，整流输出电压增加，电枢电流急剧上升，电机转矩T也随之迅速增大，于是电机就很快起动起来。因此就起动阶段而言，调速系统实为双开环系统。由于电枢回路参数经调节器适当校正后其等效时间常数比较小，电枢电流很快就会达到速度调节器输出的限定值Idmax，于是就进入第（2）阶段——加速阶段。图1-32 直流电动机起动过程在加速阶段由于电枢电流已达到了限定值Idmax（通常就是电枢回路和晶闸管所允许的最大电流），电流反馈信号与速度调节器的输出限幅值（电流调节器输入给定信号）相平衡，使整流桥的移相角α保持在某一数值上。随着转速的升高，电机的反电动势将增大，受其影响电枢电流可能要下降。但只要Id有所下降，电流反馈信号也将变小，电流调节器的输入信号差额ΔUi就会增加，它的输出uk也将随之上升，通过uk对整流桥移相角的控制，使电枢电流又回到Idmax上。这种电枢电流保持在最大值的动态过程一直要持续到电机的转速接近给定值时为止，然后进入第（3）阶段。在第（2）阶段中由于实际转速一直小于转速给定值，速度调节器始终处在饱和输出状态，速度实为开环控制。系统中实际上只有电流调节器在起作用，仅实现了电流的闭环控制，动态地保持电流为最大值，从而使电机始终以最大转矩加速，转速直线上升。当电机转速达到给定值时就开始进入第（3）阶段，这个阶段的特点是调速系统真正实现了转速、电流的双闭环控制。这时电机的转速因惯性会超过转速给定值，使速度反馈电压ufn>ug，速度调节器的输出un将退出饱和，实现转速的PI调节。退出限幅值后的un作为电流调节器的给定值，其下降将使电枢电流下降，随之电机的转矩也将下降。当它小于电机负载转矩TL时，电机就会减速，从而重新回到转速给定值。当速度反馈值达到给定值的时刻速度调节器的输入为零，即ΔUn=0。由于一般都采用PI调节器，通过调节器的积分作用，虽然此时输入端信号之差为零，但它的输出un和uk都不为零，这就能使整流桥的α、Ud、Id保持在一定的数值，使电机稳定地运行在由给定信号所规定的转速下。至此起动过程结束。双闭环调速系统对突加负载的反应过程可以用来说明系统的抗干扰能力，如图1-33所示。假如负载突然增加，电机转速就会下降，于是速度反馈电压ufn将小于给定电压ug，在速度调节器的输入端将出现正的偏差电压，经过速度调节器的作用将使电流调节器的给定信号增大，整流桥的移相角α前移，Id增加，电机电磁转矩增大。当T>TL时，电机转速就会回升，使ufn接近于原来的给定值ug。由于速度调节器是PI调节器，即使在某一瞬间其输入信号趋于平衡，但只要在调节过程中给定电压ug和反馈电压ufn之间一度出现偏差，经过积分它就会改变调节器的输出，使电机的电流和转矩有所变化。一般经过一、二次调整、振荡，最后能在T=TL的条件下重新达到平衡。某些机械，如挖土机等在运行过程中可能遇到很大的阻力，电机的转速会急剧下降，甚至堵转。这时速度调节器的给定信号和反馈信号之间将出现很大的偏差，速度调节器将进入饱和输出状态。通过电流调节器的作用，又使电机的电流和转矩达到最大限幅值Idmax和Tmax。如外界阻力转矩大于Tmax，则电机就停止不转，进入所谓堵转状态。电机的堵转电流和起动电流一样是由速度调节器的限幅值所整定的，如该值整定适宜，可以对电机和晶闸管器件起到有效的限流保护作用。图1-33 负载突变时的过渡过程双闭环PI型调速系统结构简单，设计和调试方便，具有良好的静态及动态特性，是一种得到广泛工程应用的调速系统控制结构。唯一不足是转速有超调，抗干扰性能的进一步提高也受到限制，对于某些要求高的应用场合必须加以改进。此时可在双闭环的PI型速度调节器上增设速度微分负反馈功能，构成带微分负反馈的比例-积分微分（Proportional Integral Differential, PID）型速度调节器。