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Y形光纤传感器及应用检测
众所周知，在光纤应用领域，继光纤通信技术之后，又出现了一门崭新的光纤
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Y形光纤传感器及应用检测&&实验目的&&众所周知，在光纤应用领域，继光纤通信技术之后，又出现了一门崭新的光纤传感器技术。光纤传感器有功能型和传输型两大类。本实验研究的强度调制型、反射式Y形光纤传感器及其应用检测，就是一种传输型光纤传感器。其目的是，通过实验，熟悉Y形光纤传感器的原理、特点，掌握调试技巧，了解其在位移、密度、粗糙度等测量方面的应用。以便为将来的实际工程应用，打好坚实的基础。&&实验内容&&(1)Y形光纤传感器的的结构、原理及调整。&&(2)用Y形光纤传感器进行位移测量，绘出输出位移特性曲线，找出最大量程。&&(3)用Y形光纤传感器进行表面粗糙度测量，求出未知的粗糙度。&&(4)用Y形光纤传感器进行光密度测量，求出未知的光密度。&&实验设备器材&&(1)Y形光纤传感器及其应用实验仪(武汉乐通光电公司的LTOE-OF1型)；&&(2)直流稳压电源；&&(3)万用表；&&(4)标准粗糙度板；&&(5)标准光密度片等。&&实验基本原理&&1．光纤传光与光纤传感器的一般原理&&光纤是光导纤维的简称，它是利用光的完全内反射原理传输光波的一种介质。如下图所示，它是由高折射率的纤芯和包层所组成。包层的折射率小于纤芯的折射率，直径大致为0.1mm～0.2mm。当光线通过端面透入纤芯，在到达与包层的交界面时，由于光线的完全内反射，光线反射回纤芯层。这样经过不断的反射，光线就能沿着纤芯向前传播。下面就证实这一原理。&&&对于阶跃光纤，由于纤芯与包层的折射率均为常数，因此光线在光纤内的传播途径为折线，也如图所示。&&假设纤芯的折射率为n1，包层的折射率为n2，由折射定律可知，在纤芯与包层分界处，入射角θ1与折射角θ2存在如下关系&&n1sinθ1=n2sinθ2&&由于纤芯折射率大于包层折射率，即n1＞n2，因此折射角大于入射角，即θ2＞θ1。随着入射角θ1的增大，折射角θ2随之增大。当折射角θ2=90°时，折射消失，入射光线全部被反射，从而发生全反射。根据折射定律，满足全反射条件的最小入射角θc为：&&&&(27-1)&&当入射角θ1＞θc时，光线不再进入包层，而是在光纤内不断反射并向前传播，直至从光纤的另一端射出，这就是光纤的传光原理。&&由图可知，光线从外界介质(例如空气，折射率为n0)射入纤芯后，能够实现全反射的最大入射角θ0应满足&&n0sinθ0=n1sinθ'=n1cosθc=n1&(27-2)&&式中，n0sinθ0称为数值孔径，用NA表示；与之对应的最大入射角θ0，则称为张角。&&数值孔径NA是衡量光纤集光性能的主要参数。其表征的含义在于，无论光源发射的功率多大，只有入射角处于张角θ0内的光线才能被光纤接收，并在光纤内部连续发生全反射，最终传播到光纤另一端。数值孔径NA越大，表示光纤的集光能力越强。产品光纤通常不给出折射率，而只给出数值孔径NA。例如，石英光纤的数值孔径为NA=0.2～0.4，其对应的张角为11.5°～23.6°。&&由于光纤具有一定的柔韧性，实际工作时光纤有可能弯曲，从而使光线“转弯”。但是，只要仍然满足全反射条件，光线仍然能够继续前进，并到达光纤的另一端。&&由上可知，光能量在光纤中传输的必要条件是n1＞n2。一般，纤芯和包层的相对折射率差△n=(n1-n2)/n1的典型值为：单模光纤0.3%～0.6%；多模光纤1%～2%。△n越大，将光能量束缚在纤芯的能力越强，但信息传输容量却越小。&&由于外界因素(如温度、压力、电场、磁场、振动等)对光纤的作用，引起光波特性参量(如振幅、相位、偏振态等)发生变化。因此人们只要测出这些参量随外界因素的变化关系，就可以通过光特性参量的变化来检测外界因素的变化，这就是光纤传感器的基本工作原理。&&2．Y形光纤传感器的结构原理&&反射式Y形光纤传感器是一种传输型光纤传感器。反射式Y形光纤传感器是最基本的、结构最简单的一种非功能型传输型光纤传感器，有人称之为“天线型”光纤传感器。其工作原理是基于光反射系数的变化，如下图(a)所示。光纤采用Y形结构，两束光纤一端合并在一起组成光纤探头，另一端分为两支，分别作为光源光纤和接收光纤。光从光源耦合到光源光纤，通过光纤传输，射向反射片，再被反射到接收光纤，最后由光电转换探测器件接收，探测器件接受到的光源与反射体表面性质、反射体到光纤探头距离有关。显然，当光纤探头紧贴反射片时，接收器接收到的光强为零。随着光纤探头离反射面距离的增加，接收到的光强逐渐增加，到达最大值点后又随两者的距离增加而减小，如图(b)所示。实际应用时，多是将光纤探头调节到离反射面距离光强最大值时固定，然后再作其他应用检测。&&&由于探测器件接受到的光源与反射体表面性质、反射体到光纤探头距离有关，因而可用来检测表面粗糙度、密度，以及位移、转速、微振等。这种反射式Y形光纤传感器是一种强度调制型的非接触式测量，具有探头小，响应速度快，测量线性化等优点。&&强度调制型光纤传感器是最早使用的调制方法，其特点是，技术简单、工作可靠、价格低，可采用多模光纤，且光纤的连接器和耦合器已经实现了商品化。光源可采用输出稳定的LED或高强度白炽灯等非相干光源。探测器一般用光敏二极管(VD)、PIN和光电池等。&&3．Y形光纤传感器用于位移检测的原理&&由图(a)知，当反射表面位置确定后，接收到的反射光光强随光纤探头到反射体的距离的变化而变化。因为从光源发出的光束经过入射光纤射向被测表面，经被测物表面直接或间接反射，反射光强经过接收光纤后，由光敏元件接收。传导到光敏元件上的光量，随反射面相对光纤端面的位移d变化，其关系即如图(b)所示。当d很小时，由于这时两光纤的光锥角重叠部分很小，因此反射到接收光纤的光量很少，到达光敏元件的光强较弱；随着d的不断增加，光敏元件的接收光量随之增大并达到最大值，这就是图中曲线Ⅰ段。虽其范围窄，但灵敏度高，线性好，适于测微小位移和表面粗糙度等，测量范围通常在100μm以内。如果d继续加大，则曲线从峰值开始逐渐下降，成为Ⅱ段，其特性与Ⅰ段基本相反。对于这类光纤传感器，其光强响应特性曲线是传感器设计的主要依据。为了提高光强的耦合效率，可采用大数值孔径光纤或传光束。目前，这种传感器的测量位移范围最大约为10mm左右(用特性曲线Ⅱ段)，测量分辨力可达0.05μm，精度最高0.1μm左右(用特性曲线Ⅰ段)。这类传感器包括基于反射原理、遮断式、微弯损耗原理、辐射损耗原理、光弹效应等的光纤位移传感器。&&在实际应用中，这种传感器的光纤并不像图(a)所示那样，只是单根的发射和接收光纤，而是由数十或数百根光纤组成的光缆。发射光纤和接收光纤的组合方式，主要有混合式、半球形对半分式、共轴内发射分布和共轴外发射分布四种。其中，混合式的灵敏度高，而对半式的Ⅰ区段范围最大。&&用两根光纤(或光缆)沿径向或轴径向相对移动，也可做成位移传感器。一种实用的多模光纤压力一位移传感器的结构和光路原理，如下图所示，两光纤端面对光纤轴有相同的角度、斜断面抛光，以便形成全内反射。两光纤之间的距离很小，只有1～2μm，绝大部分光功率可相互耦合。当有压力作用时，两根光纤之间有相对垂直位移x，改变间隙xg，光纤间的光耦合量发生变化。这种光纤传感器的灵敏度是很高的，即使间隙变化很小，相对输出光强也会有很大的变化。&&&如下图所示的传感器，所用的多模光纤纤芯d为50μm，位移变化1μm时，可得到2%的光强变化。&&&4．表面粗糙度检测原理&&根据P.Beakmann等人的理论，当一束光射至金属表面时，由于表面的微观不平，反射光将发生漫反射现象。其漫反射光强的表达式为&&(27-3)&&式中，；；；I0为入射光强；T为表面相关长度；θ1为光束入射角；θ2为光束散射角；λ为光束波长；C为常数；L为被照亮面的长度；Rq为高低不平表面反射率的均方根值，为与表面粗糙度相关的函数，可以作为表面粗糙度的表征值。F为粗糙度表面的反射函数，它与表面反射率R及入射光的入射角λ有关。并且，漫反射光强为镜面反射光强与散射光强之和。其中，镜面反射光强为&&(27-4)&&散射光强为&&(27-5)&&上两式中含有Rq，可见，通过测量Is可以计算或评定表面粗糙度，这就是镜面反射法。如果能测得Is和Id，求其比值，同样可以计算或评定表面粗糙度，这是求比值法。由于求比值法和镜面反射法中含有F项或T项，从而带来了表面反射率和表面相关长度的影响，这是造成前述问题存在的主要原因。&&从式(27-4)中可以看出，镜面反射光强项中不含有相关长度T。这样，如果单侧镜面反射光强，即可消除表面相关长度的影响。镜面反射光强项中含有F项，其表达式为&&&&=(27-6)&&因此，F可以看做是表面反射率R随θ1，θ2变化的函数。因此在θ1=θ2=0°的情况下，F=R。此时镜面反射光强为&&&&(27-7)&&根据这一条件，表面粗糙度检测装置如下图所示。光纤1和光纤2同时以0°角测量表面已知的粗糙度的标准样块和表面粗糙度未知的被测样块的表面反射光强。由于标准样块和被测样块是采用同种材料经相同的加工方法而得到的，因而其表面反射率相同。得到两表面镜反射光强分别为&&&&&(27-8)&&(27-9)&&因此&&(27-10)&&式中，Rq2为已知，则S为只与Rq1有关的函数，求得比值S，即可以计算或评定出Rq1的值。&&5．光密度检测原理&&由于是反射式Y形光纤传感器，因而这里主要讨论反射密度D。其定义是，反射密度D是投射到试样上的入射光通量Φi与反射光通量Φf(指在某个反射角范围内)之比的常用对数值。即&&&&(27-11)&&也可写成D=logΦi-logΦf&&(27-12)&&但在实际测量中，必须将光通量测量转化成电压测量。对于一个线性系统，光通量转换为电压有下面的关系式&&U=KΦ&&(27-13)&&式中，Φ为入射光通量；K为比例系数；U为转换出来的电压。&&若Φi与Φf分别转换的电压为Ui与Uf，则由式(27-12)与式(27-13)可得出下式&&D=logUi-logUf&&(27-14)&&对反射式光电密度测量，无法获得Ui本身，而是用一密度已知的“标准密度板”，间接地得出Ui。&&设“标准密度板”的密度为D1，测量其密度得出信号电压为Uf1，根据式(27-14)可得&&D1=logUi-logUf1&&于是可得&&logUi=D1+logUf1&&(27-15)&&将式(27-15)代入式(27-14)，即可得出测量的密度值表达式为&&D=D1+logUf1-logUf&&(27-16)
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光信号的编码研究
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With the development of Internet business, future optical networks will require better performance and higher capacity, especially in the fields of high speed backbone networks and broadband access networks. As one of the key technologies for future optical communication systems, novel modulation schemes have been attracting attention. Formats with higher spectral efficiency, better tolerance against nonlinearity and simple structure are targeted as promising solutions to meet the various requirements. By combining optical formats and other techniques in optical communications, novel communications systems and networks will enter a new development stage. In this dissertation, we focus on novel optical modulation schemes and their application in optical systems and networks, with a view to enhance system performance and make the systems cost-effective. The major research achievements are summarized as follow: A Hybrid Wavelength-polarization Labeling Scheme in Optical Packet Switching: An optical labeling scheme using hybrid multiwavelength-polarization (λP) label and amplitude shift keying (ASK) payload is introduced. This scheme exploits wavelengths with two different states of polarization (SOP), circular polarization state and linear polarization state, as label. Compared with multiwavelength labeling, it remarkably enlarges the header information and reduces the requirement of wavelength accuracy. An experiment system for generating and detecting the λP label, which is based on the difference of polarization extinction ratio (PER), is第III页上海交通大学工程硕士学位论文ABSTRACTdemonstrated. Theoretical analysis of signal and system performance is also discussed in detail. All-optical Inverse-RZ to NRZ Format Conversion: 10-Gbit/s all-optical format conversion from inverse-returnto-zero (inverse-RZ) to non-return-to-zero (NRZ) is realized by using a half-bit-delay Mach-Zehnder delay interferometer. A duty cycle of 50% for the inverse-RZ signal is needed to realize optimal format conversion. The input inverse-RZ signal is converted into a standard NRZ signal at the constructive port. At the destructive port, the modified NRZ signal with a phase jump in the middle of each 1 bit is obtained. Experimental results demonstrate that the converted NRZ signal has better receiver sensitivity WDM-PON Multicast Scheme by superimposing Inverser-RZ signal on NRZ signal: We propose and experimentally demonstrate a WDM-PON architechture with multicast overlay. By superimposing inverse-RZ multicast signal onto NRZ point-to-point signal, simultaneous transmission is realized for both services. Multicast control is realized by controlling the Extinction Ratio (ER) of the NRZ signal at the optical line terminal (OLT). We successfully demonstrate the proposed WDM-PON with 2.5-Gb/s downstream point-to-point signal and 2.5-Gb/s downstream multicast signal. Multi-format receiver for non-return-to-zero binary-phase-shift-keyed and non-return-to-zero amplitude-shift-keyed signal: A Multi-format receiver for both NRZ-BPSK and NRZ-ASK is demonstrated. Multi-format signal detection is based on incoherent BPSK demodulation and ASK-BPSK format conversion. Incoherent BPSK demodulation is realized by a mach-zehnder delay interferometer (MZDI) and a feedback decoder. Transmission experiments are carried out for validation. This receiver may serve as a useful terminal block for all-optical WDM networks. Keywords: Optical communication, Optical Label Switching, Passive Optical Networks, Optical Modulation, Optical Format, Format Conversion, Multi-format receiver第IV 页上海交通大学工程硕士学位论文第一章 绪论在当今高度信息化的世界中，互联网业务的飞速增长，持续不断的电信市场的开 放和扩展，多媒体交互式业务以及电子商务普及化等因素，无不刺激着通信容量的迅 猛增长，这些都对目前的通信传输技术和交换技术提出了更高的要求。这种要求具体 表现为信息容量大，通信距离长，通信质量高，系统可靠性好，另外网络拥有者和网 络成本小，运营维护成本低，系统寿命长，维护生计方便等。光纤通信有着通信容量 大，传输损耗低，传输距离长；抗干扰能力强，保密性好；重量轻，材料来源广泛， 经济性好等优点，这光纤通信成为骨干传输的必然选择。目前，光纤通信系统已广泛 应用于海底通信，长途干线，有线电视传输等各个领域，包括编码与调制技术在内的 光纤通信的关键技术必将在很大程度上加速社会信息化的发展。1.1 编码与调制的研究背景1.1.1 光纤通信系统发展1962 年，梅曼发明了红宝石激光器[1]，1970 年，美国康宁公司在世界上首次研 制出了传输损耗为 20dB/km 的光纤，这两项发明揭开了光纤通信的序幕。从上个世 纪 70 年代至今，按照所使用的技术特征以及信道容量分类，已经经历了五个大的发 展阶段。其中，第一代光纤通信系统于 1975 年铺设于亚特兰大，工作波长为 850nm， 比特率为 45Mbit/s，最大中继距离约为 10km,与同时期的同轴通信系统相比，它中继 距离长，容量大，投资和维护低，初步显示了光通信的优越性。80 年代以后，为了 进一步降低光纤的衰减损耗， 通信窗口逐步过渡到 1310nm 和 1550nm， 其中在 1550nm 窗口光纤具有最低的衰减，但是，在这一窗口，光纤具有较大的色散，这使得第三代 光纤通信系统迟迟不能实现，这一问题直到色散位移光纤出现以后才得到了解决。90 年代以后，随着掺饵光纤放大器 (erbium-doped fiber amplifier, EDFA) 和波分复用 (Wavelength Division Multiplexing, WDM)技术的使用，系统传输容量很快从 10Gbit/s 攀升到几百吉比特每秒甚至太比特每秒， 并在不断涌现出来的新技术方法的综合应用第7页上海交通大学工程硕士学位论文下，系统的带宽距离积的纪录不断被刷新。这些新技术包括新型光纤技术，群速度色 散和偏振模色散的补偿技术，宽带低噪声光放大技术，信号均衡接收处理技术，前向 纠错编码技术和新型调制格式技术。 衡量传输系统性能的典型指标是比特速率――传输距离乘积， 其中传输距离是按 照从发射端开始直到要保证接收机对误码率的最低要求而必须进行信号再生的那一 点之间的距离，即无电中继的最大传输距离。光纤通信发展到现在，按照所使用的技 术特征以及信道容量分类，已经经历了五个大的发展阶段，如图 1-1 所示。Fig. 1-1 Development of capacity of optical communications. [2]图1-1 光纤通信容量的发展[2]1.1.2 现代光纤通信系统的构成光纤通信，其实就是以光纤作为传输介质，光波作为信息载体进行的通信。光纤 通信系统主要包括三大部分，即光发送设备，光接收设备和光传输设备。目前，适用 的 光 纤 通 信 系 统 大 都 采 用 强 度 调 制 - 直 接 检 测 方 式 (Intensity Modulation/Direct Detection, IM/DD)[4]-[7]。强度调制就是用电信号去调制光波强度，使之随信号电流 成线性变化；直接检测是只光接收机对光强度进行检测。对于 10Gbit/s 以上的系统， 一般采用外调制的方式，用以减小啁啾效应，增大传输距离；而对于 10Gbit/s 以下的 系统，可以采用内调制的方式简化发射机。 一个典型的 IM/DD 通信系统工作原理如图 1-2 所示。在光发送端，欲传输的信 号经电端机转换成电信号，再由光发送设备对光源进行调制，行程光信号。调制后的 光信号耦合到光纤中进行传输。光信号传输过程中，因为功率损耗，色散等影响，需第8页上海交通大学工程硕士学位论文要中继器对光信号进行放大和再生。中继器功能包括光信号的放大和再生。用于补偿 功率损耗和对信号进行整形。在光接收端，光接收机把经光纤远距离传输后的光信号 检测出来，然后放大再生成原来的电信号，完成通信任务。Fig. 1-2 Schematic of optical communication system图1-2 光纤通信系统的基本结构模拟光纤通信系统中， 信号质量用光信号信噪比(Optical signal noise ratio, OSNR) 表征，它定义为信号功率在参考带宽内对噪声功率的比值。一般来说，在长途传输系 统中，OSNR 的大小取决于系统中所用放大器的个数(N)和放大器的噪声指数(NF)， 文献[8]给出了它们之间的关系： OSNR(dB) = Pin + 58 ? Loss (dB) ? NF (dB) ? 10 log( N ) （1-1）数字光通信系统中，信号的质量则用误码率(Bit error rate, BER)来衡量。它定义为码 元在传输过程中出现差错的概率，工程中常用一段时间内出现误码的比特数（m）与 传输的总比特数(n)之比来表示[2]，即： m （1-2） Pe = n1.1.3 调制技术在光纤通信系统中的应用信号调制码型的研究是当前光通信领域的一大热点， 它对提高传输性能和改善频 谱效率都有很大的作用。从通信理论可知，对于某特定的信道，存在匹配于该信道的 最佳信号波形，例如加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise, AWGN)线性信 道，最佳的信号波形由信道的脉冲响应函数决定。而光纤信道中，由于非线性使得信 道特性通信号功率关联起来，所以情况较为复杂，除噪声外，还要考虑群速度色散 (group velocity dispersion , GVD)， 偏振模色散(Polarization Mode Dispersion, PMD)和非第9页上海交通大学工程硕士学位论文线性效应的影响。在已经进行的研究中已经证明，常用的强度调制不归零码 (non-return-to-zero amplitude-shift-keying, NRZ-ASK)虽然简单，但它在抗色散和非线 性能力方面都比较一般[9][10]， 而针对光纤信道传输特点所提出的新型调制码型可以 进 一 步 提 高 性 能 ， 如 归 零 码 (return-to-zero, RZ)[11] ， 差 分 相 移 键 控 (differential-phase-shift-keying, DPSK)[12]，相邻比特偏振交替[13][14]等。虽然在不同 的系统条件下各种码型各有优劣，但新码型无疑能有效提高系统性能，它对传输性能 的改善引起了人们相当的关注。 由于不同码型适用于不同的应用场合，比如，在长途传输系统中适用的码型未必 是接入网或以太网的最优码型，所以研究者进一步对码型变换进行了研究，其根本思 想是不经过光电光(O/E/O)的过程而将一种码型转换为另一种码型，希望用这种办法 来是整个网络的性能达到最优化。 除提高传输性能和频谱利用率外，调制技术，特别是多参量调制技术还被广泛地 用于光网络中， 如光标记交换(Optical Label Switching, OLS)网络， 无源光网络(Passive Optical Network, PON)等。 总的来说，未来光通信系统对传输码型有一下要求： （1）压缩频谱，可以提高频谱效率、增大色散容限、降低对放大器放大范围的 要求。 （2）高的非线性容限，为了减小由非线性造成的传输损伤，频谱不能过窄。 （3）发射机和接收机要简单化，以降低实现难度和成本。1.2 码型调制技术的发展与趋势传输码型是指在数字传输线路上传输的具有适合传输特性要求的数字信号的编 码方式。光码型调制技术在光纤通信的发展有着重要的推动作用。本节将首先介绍光 调制的基本原理和器件， 再从码型研究的不同方面对码型调制技术的现状和研究热点 进行介绍。1.2.1 光载波调制在光纤通信系统中，光载波可以用下面的数学式来表示[15]： ? cos(2π f 0t + φ ) E (t ) = eA （1-3）第10页上海交通大学工程硕士学位论文? 为偏振方向，A 是振幅， f 是载波频率， φ 是载波相 其中 E (t ) 表示电场矢量， e位。 光调制的本质就是讲四个量中的任意一个作为参量进行调制， 相应的可以形成四 类 调 制 信 号 ， 分 别 是 ： 幅 度 调 制 (amplitude-shift-keying, ASK) ， 频 率 调 制(frequency-shift-keying, FSK) ， 相 位 调 制 (phase-shift-keying, PSK) 和 偏 振 调 制 (polarization-shift-keying, PolSK)。在所有调制格式中，最简单调制格式为二值的幅度调制，又称为 On-Off Keying (OOK)信号，由于它具有调制，解调简单等优点，在光 纤通信中被广泛采用。 将信号加载到光载波上以形成光信号就是光调制器的主要功能。 构成光频调制器 的方式多种多样，但就调制器与光源之间的关系而言，调制技术可以分为内调制技术 和外调制技术两大类[16]。内调制技术又称为直接调制技术，就是将要传送的信息转 变为电流信号送入光源，获得相应的光信号输出。常用的方法是改变激光器的偏置电 流，从而得到光频的幅度调制。这种调制方式结构简单，成本低廉，但是频率啁啾很 大、在高速的光通信系统中使用的是间接外调制的方式。这类调制在光源之外实现， 故称为外调制。1.2.2 电光调制器实用的外调制器大多是基于晶体的电光效应做成的电光调制器。 电光调制器包括 电吸收调制器(Electro-Absorption, EA)[17-19]和铌酸锂(LiNbO3)外调制器[20-23]， 其中 铌酸锂外调制器因为啁啾小，可以对光相位进行调制等特点收到了广泛的关注和研 究。EA 调制器的结构原理图如下图 1-3 所示。EA 调制器与光电二极管类似，优点是体积小，功耗小，可以与激光器集成在一起，缺点是插入损耗较大，调制时存在频率 啁啾。但是 EA 调制器无法进行相位调制，所以它无法产生基于相位和偏振的码型。第11页上海交通大学工程硕士学位论文Fig. 1-3 The structure of EA modulator图1-3 电吸收调制器结构原理图Fig. 1-4 The structure of Mach-Zehnder modulator图1-4 Mach-Zehnder调制器的结构示意图实际上基于相位或偏振的各种码型都是通过铌酸锂马赫-曾德调制器(Mach-Zehnder Modulator, MZM) 来产成和调制的。图 1-4 给出了它的示意图。 Mach-Zehnder 调制器能够方便地对光信号幅度或相位进行调制，因此得到了广泛的应用。它利用两平行偏振的调相波合成而实现调制功能，其结构如图 1-3 所示。在铌 酸锂(LiNbO3)衬底上制造一对平行条形波导，波导两端各连接一只分支波导，构成调 制臂，在条形波导中间和两侧各有一对表面电极。输入的光先分为两束，输入 MZ 调 制器的两个波导。波导是用电光材料制成，其折射率随外部施加电压大小变化。未加 调制信号电压时，调制器两分支的光束经历相同的相移，并且同相干涉，输出光束与 输入光束相同。当分别对两路或其中一路加上调制电压时，两路波导的折射率发生变 化，引起附加相移，使得两束光在输出端发生干涉。因此，只要控制外加电压，就可第12页上海交通大学工程硕士学位论文以对光信号进行调制。对铌酸锂 MZM 采用不同的调制方案可以进行幅度调制 ( 图1-4(a))和相位调制(图 1-4(b))。控制铌酸锂 MZM 调制偏压的幅度使其工作在线性区，就可以进行幅度调制。Fig. 1-5 Transaction curve of Mach-Zehnder Modulator图 1-5 Mach-Zehnder调制器的传输曲线下面对 MZM 的传输原理进行简单说明。 设输入光场为：Ein (t ) =| Eo | e jw c t式中 w c 为光信号载波频率, 经过调制器后输出信号为：（1-4）Eout (t ) =Ein j (π v1 ( t )/Vπ ) [e + e j (π v2 (t )/Vπ ) ] 2j π ( v ( t ) + v ( t ) ) /2V e( 1 2 ) π? = cos ( v1 (t ) ? v2 (t ) ) ? ? ? 2Vππ（1-5）两调制臂的输入电压信号为 V1 (t ) 和 V2 (t ) ，则由此所导致的相位变化为：φ (t ) =πVπV (t ) =πVπ( v1 (t ) + v2 (t ) )（1-6）式子中 Vπ 为调制器单臂工作时输出光强由最大变为最小所需要的开关电压，又第13页上海交通大学工程硕士学位论文称为半波电压[24]。在进行幅度调制时，为使调制器工作在无啁啾状态，两调制臂的 调制电压通常工作在推挽工作（push-pull）状态[25]，即有：v1 (t ) = ?v2 (t ) 。此时，有：Eout = Ein cosπVπv1 (t )（1-7）若进行相位调制，则有 v1 (t ) = v2 (t ) ，此时（1-6）式变为：Eout = Ein exp(πVπv1 (t ))（1-8）由此可见改变驱动信号，利用 MZM 的幅度调制和相位调制特性，可以得到多种 不同调制格式的码型[26-28]。1.2.3 光调制格式高速 WDM 传输系统中调制格式的选择与整个系统的总体设计有关， 其中包括光 纤种类、传输系统间距、距离、信道数目和信道间隔等多方面的考虑。在传输物理效 应方面， 不仅仅要考虑色散和带间非线性效应， 而且还要考虑偏振模色散(Polarization 下面对目前光通信系统中广泛采用 Mode Dispersion, PMD)和带内非线性效应的影响。 和研究的几种调制格式进行简单的性能分析。1. 基于强度调制(ASK)的调制格式在很长一段时间里，NRZ-ASK 码型以其紧凑的频谱结构，简单的调制和解调结 构，和相比 RZ-ASK 码在发射机和接收机中占用较小的的带宽等特点一直被作为光 纤通信系统中的主要调制方式， 特别适用于 WDM 系统。 研究者采用强度调制的 NRZ 码，结合色散管理、终端可调色散补偿和 EDAF+RA 放大技术实现了 2540km 的传输[29]。相比其它调制格式，NRZ 码在一个比特周期内的脉冲宽度较宽且信号的平均发射功率较高。在在高速系统的应用中，又需要进一步增加光信号发射功率以满足系统 光信噪比(OSNR)的要求，所以当传输信道数目较多并且传输距离较远时，光纤非线 性效应将导致 NRZ 信号严重失真。 目前，在高速率的 WDM 系统中使用较多的调制格式为 RZ 码。RZ 码调制带宽 较宽，所以相比 NRZ 码而言，而 RZ 码减小了脉冲宽度，平均光功率低，从而能够 抑制非线性效应，适合应用于长途传输系统。但由于 RZ 码的频带宽，其色散容忍度 较差。 为此提出了一些改进的新型 RZ 调制格式， 如： 载波抑制归零码(Carrier suppress第14页上海交通大学工程硕士学位论文return-to-zero, CSRZ)，残留带归零码(VSB-RZ)等，这些调制格式既保持了 RZ 码较好的传输性能，又具有更高的谱效率。CSRZ 码与传统的 RZ 码的不同在于 CSRZ 信号中相邻比特之间有一个 π 的相位差，也就是相邻脉冲反相传输。所以 CSRZ 的载波分量得到了抑制，并减小了边带频 谱间隔。与 NRZ 码的单边带带宽一样，其二主峰频谱间隔仅为调制速率大小，因此 有较好的色散和 PMD 容忍度。另外，CSRZ 码脉冲形状和 RZ 码类似，所以其对自 相位调制、交叉相位调制等非线性效应也有较好的容忍度。另外，载波抑制同时也减 少了 WDM 系统中四波混频效应。2. 基于相位调制(PSK)的调制格式 DPSK 码的频谱宽度介于 NRZ 和 RZ 之间，比普通 RZ 码的频谱效率高，可以改进色散容限、非线性容限和 PMD 容限，增加传输距离。DPSK 信号采用平衡检测， 达到相同的误码率所需的光信噪比(Optical Signal to Noise Ratio, OSNR)比传统 OOK 信号要小 3dB [30]。这使得 DPSK 信号可以传输更远的距离并减少对光功率的要求。 由于接收机判决阂值电平为零， 与接收机输入信号功率无关， 所以 DPSK 信号的平衡 检测相比 OOK 信号接收而言对光信号的功率变化提供了更高的容忍性，可以使接收 机保持在最佳判决门限的工作状态[31]。 在基于 DPSK 的调制格式中， 目前使用最多的是 RZ-PSK 和 CSRZ-DPSK 两种格 式。在 RZ 习 PSK 信号格式中，相邻 1 码和 0 码之间相位相差二，其功率谱中没有 离散的时钟分量。由于 RZ-DPSK 也是基于 DPSK 的调制方式，所以它同 NRZ-DPSK 一样具有 DPSK 调制的许多优点，同时也具有 RZ 调制的一些优点。但是由于窄脉冲 强度取样，RZ-DPSK 的光纤频谱比传统的 NRZ-DPSK 要宽，较宽的光纤频谱会使系 统更容易受色度色散的影响。3. 基于偏振调制的新型光调制格式此类光调制格式是通过调制器将所需要传输的信息调制在光信号的偏振态上。 目 前所提出的基于偏振调制的新型光调制格式主要有： z z 双二进制偏振移位键控调制格式(Duobinary Polarization-Shift keying, DPolSk)[32] 比特间插偏振调制格式(Intrabit Polarization Diversity Modulation, IPDM)[33]1.2.4 混合编码/调制在光通信中的发展新型调制码型技术目前的发展趋势是优化传输性能和提高高频谱利用率。 为了达 到高的频谱利用率研究者同时利用光波的频率、强度、相位和偏振等参量中的一个或第15页上海交通大学工程硕士学位论文几个作为新型的信息载体， 以得到时域波形和频域频谱具有不同特性的各种调制格式 信号，有效增加传输系统的容量距离积。 在混合调制中，幅度相位联合调制是最常见的一种，它的主要功能是将振幅的调 制和相位的调制相结合。最简单的幅度相位联合调制是 ASK/DPSK 调制，以此衍生 的高阶调制格式还包括 ASK/DQPSK，ASK/8DPSK，4ASK/4DQPSK 等。 混合调制除了提高频谱利用率外， 还有一个重要的作用就是用来传输不同类型的 信号。特别是混合调制中的“正交调制” ，用两种相互正交的信号调制同一载波，在 接收端再通过不同的接受方式分别恢复正交的两路信号，获得两路信息。这种方法被 广泛的应用于光标记交换和接入网中。 文献已经报导的使用正交调制的光标记交换方案已有多种。 “正交调制”是指加 载到光波上的标一记信息和负载信息的调制格式彼此正交， 例如将光标记信息做差分 相移键控(DPSK) 到相位上，做频移键控(FSK) 到光频率上，还可以做偏振移位键控(POLSK) 到偏振上，而负载信息被调制到载波的幅度上。这些方法称为幅移键控 ASK/DPSK[34-37]，ASK/FSK[38]，ASK/POLSK[39]。反之，正交调制格式也可以是标记采用 ASK 调制[40-44]。通过全光标记交换和光分组单元的传输实验己经证明正 交调制光标记的可行性。由于紧凑的频谱结构，简单的标一记交换方法，高比特速率 的适用范围， 正交调制格式被认为是一种很有竞争力的光标记调制方案。 在接入网中， 典型的应用是在单个波长上同时传送组播和单播信号其调制和解调方法与光标记中 的应用类似。1.3 本论文的主要内容和意义本论文围绕光纤通信系统中的子系统设计和光传输网络关键技术的研究， 以提高 系统传输性能，推进技术实用化为目标，主要对光信号的编码和调制技术及其在现代 光通信中的应用进行了研究。 所研究的编码和调制技术可以应用在包括光分组交换网 络，光接入网和核心传输网等方面。所采取的研究方法包括理论分析和建模，仿真和 实验等多种方法。 本论文的主要内容分为六章： 第一章为绪论，主要介绍了光通信技术中码型调制技术的基本原理、发展现状和 未来的发展趋势等。还对新型调制技术在现代光通信网络中的应用做了简要的介绍。 第二章在多波长标记交换的基础上提出了波长偏振（λp）混合编码的光标记交换 系统，主要的研究集中在新型光标记的产生，性能和接收方法上。所提出的波长偏振第16页上海交通大学工程硕士学位论文混合编码的光标记方案相对与多波长标记能大幅度提升平均信息量， 降低传输波特率 从而降低对单个传输器件的要求。 文章从理论方面详细分析了波长偏振标记信号星座 图，不同标记信号之间的正交性和所提出的标记接收机的接收性能。并设计了验证性 实验验证了方案的可行性。 第三章提出了一种强度调制的 Inverse-RZ 码到 NRZ 码的码型转换方法。未来光 网络因为其应用场合对传输码型有着不同的要求， 为了实现全光网就需要对不同的码 型进行码型转换。强度调制的 Inverse-RZ 码和 NRZ 码的全光码型转换可以应用在无 源光网络到本地全光以太网的接入中。 码型转换同时可以使信号的接收灵敏度得到提 高。 第四章提出了一种基于强度调制的 Inverse-RZ 码和 NRZ 码重调制的波分复用无 源光网络组播技术。 通过适当同步， 可以在一个比特内同时传输单播信号和组播信号。 该方案相对与现有方案大大降低了组播网络的建设成本。 第五章提出了一种可以解调强度调制信号和相位调制信号的多码型接收机。 因为 未来光网络中不同规模和应用的网络对码型有不同的需求， 可能需要在同一个网络中 传输不同的码型。目前研究得较多的方法是码型转换，但因为目前强度信号到相位信 号的全光码型转换大多利用光信号的非线性，很难实现 WDM 的码型转换，这就对WDM 网络中的多码型应用提出了难题。本文提出的多码型接收机目的在于绕过码型转换的环节，在发送和接受端实现强度和相位信号的发送与接收，不同的码型直接在 网络中传输。 文中详细介绍了多码型接收机的原理并用实验验证了多码型接收机的可 行性。 第六章对论文工作进行了总结，并对后续的工作进行了展望。第17页上海交通大学工程硕士学位论文第二章 波长和偏振混合调制在光标记交换中的应用面向未来基于 IP 协议的分组业务日益增长，在光网络层次上实现分组交换成为 迫切需要解决的问题。类比电域的分组交换，人们提出了光分组交换网络的概念，进 一步提高光网络的灵活性。光分组交换技术，在光交换节点不经过 O/E/O 转换，对 比特率和调制方式透明，可实现宽带信号的交换。本章 2.1 节介绍了调制技术在光标 记中的应用，2.2 节提出了基于波长偏振混合调制(Wavelength-Polarization，λP)的光 标记并对其原理进行了详尽阐述，该以多波长标记[45]出发，通过在每一个波长进行 偏振调制的办法极大地提高了标记效率，有效降低了波特率，并详细分析了信号星座 图，标记的正交性，标记效率等。2.3 节提出了基于波长偏振混合标记的光标记交换 系统图，包括标记和载荷信号的发送，接收和载荷的交换。2.4 节对提出的波长偏振 混合光标记交换系统的性能进行了分析。2.1 光标记交换中的调制技术光分组传输的一个重要问题是光分组传输的路由问题， 光标记技术可有效地解决 光分组信号的传输路由，是光分组传输的核心技术之一。对光标记的调制码型已经有 很多研究，按光标记所在的信道可以分为两大类，带外光标记和带内光标记。带外方 式也可以称为光频域标记，可以是用另一个波长信道，也可以采用用副载波的形式(Subcarrier Modulation, SCM)。带内方式又分为时序光标记、正交调制（或称混合调制）光标记和光码分复用(Optical Code Division Multiple Access, OCDMA)光标记。对 光标记的处理方式也非常灵活，可以采用全电的方式处理，也可以采用全光的方式， 还可以使用光电混合的处理方式。 光分组单元调制格式主要集中在正交调制方式上。 “正交调制”的主要原理是利 用光信号的不同分量分别承载载荷和标签信息， 使加载到光波上的标记信息和负载信 息的调制格式彼此正交。例如将光标记信息做差分相移键控(DPSK)到相位上，或做 频移键控(FSK)到光频率上，而负载信息被调制到载波的幅度上。这些方法称为幅移 键控 ASK/DPSK[34-37]和 ASK/FSK[38]。 反之， 正交调制格式也可以是标记采用 ASK 调制， 负载采用 DPSK 或 FSK 调制。 除正交调制格式外， 光分组单元还有采用全 DPSK 格式[46]、时序标记调制[47]、SCM 标记格式[48-49]等。由于紧凑的频谱结构，简单第18页上海交通大学工程硕士学位论文的标一记交换方法，高比特速率的适用范围，正交调制格式被认为是一种很有竞争力 的光标记调制方案。然而，这种调制方式一般会受到光信号消光比的限制，即光标签 和光载荷之间的相互干扰比较严重， 而且相位或者频率调制的光标签的擦除和重新添 加都是非常复杂的。2.2 波长偏振（λP）混合标记的原理2.2.1 偏振调制原理偏振调制需要偏振扰动器或偏振调制器，已有的文献中提出了多种偏振调制方 法，它们能讲光信号的偏振态(States of Polarizations, SOPs) 调制到邦加球(Poincaresphere)上的任意一点。目前常见的方法是使用 LiNbO3 相位调制器来实现偏振调制 [50-53]。图 2-1 给出了通用的时域偏振发射机的框图[54]。图 2-1 中，线偏振光以 45°角进入偏振分光器(Polarization Beam Splitter, PBS)， 输入的线偏振光被分为相互垂直， 强度相等且相位差为 0 的两路线偏振光。两个强度调制器(Amplitude Modulator, AM) 工作在推挽模式，用于调制两路相互垂直的线偏振光的强度，实现线偏振态的旋转， 相位调制器跟据需要调制这两路相互垂直的线偏振光的相位差， 然后这两路线偏振光 经过另一个 PBS 耦合，输出具有所需偏振态的信号。通过这种办法，可以实现任意 偏振态的调制。但实际使用中，因为温度和外界环境的原因，光信号在两个线路中传 输时的容易收到随机相位噪声的影响，导致调制效果较差。Fig. 2-1 Generic design of polarization modulators that can generate arbitrary polarization states.图2-1通用的时域偏振发射机的框图第19页上海交通大学工程硕士学位论文为了能进行偏振态的高速调制，本文采用基于 LiNbO3 晶体的相位调制来实现偏 振调制。这种调制的好处是使用单一的相位调制器就可以实现偏振调整，方案比较简 单，易于实现，相当于把分立的功能器件整合到一起，具有更好的稳定性。具体原理 如图 2-2 所示， 输入信号光经过起偏器进入到 LiNbO3 晶体中[54]。 由于晶体只有一个 方向上施加电压进行相位调制，而另外一个垂直方向上没有调制，所以在相位调制器 的输出端就会产生干涉效应，改变输入信号光的偏振态。设定 LiNbO3 晶体的调制电 压为 Vπ，则经过调制的偏振方向上，信号相当于延迟了 π 相位差。其效果等同于信 号经过 1/2 波片的慢轴。Fig 2-2 Polarization modulation with LiNbO3-based phase modulator图2-2 用LiNbO3相位调制器进行偏振调制由此方案的调制原理可知， 这种基于偏振调制的正交标签方案可以使用一个相位 调制器来实现，而且不受光标签调制信号消光比的限制。但是，在实际应用中，如果 输入光的偏振态与 LiNbO3 晶体的快轴夹角不是 45 度， 那么输出偏振光标签的信号质 量会恶化。第20页上海交通大学工程硕士学位论文2.2.2 光分组及光标记结构Fig. 2-3 The optical packet structure of λP label switching. (a) Optical packet structure in time domain. (b) Optional wavelength in λ0 channel passband.图2-3 λP标记交换的光分组结构。（a）时域光分组结构 （b）标记和载荷在频域的分布图2-3 表示了λP混合标记方案中光包的结构图。标记头和载荷在时域上进行复 用，并在其间插入一个2μs的保护时间，保护时间用于确保光交换节点在载荷到达之 前有充分的时间处理光标记并建立链路。光标记头由不同波长组合的脉冲组成，这些 用于标记的波长与载荷波长都在同一个信道中，对于每个用于标记的脉冲，他们的波 长和偏振状态统一编码。本文提出的方案采用了线偏振态(Linear Polarization State,LPL)和圆偏振态(Circular Polarization State, CPL)作为标记脉冲的两种偏振态。由于同时引入了波长和偏振作为信息载体，光标记的带宽效率得到了显著的提高。 光标记头可用的波长可由下面的式子来表示：λi = λ0 ± nδ λ n = 0,1, 2,...( N ? 1) / 2(2-1)δλ 表示用于标记的带内波长间隔，λ0 表示信道的中心波长，N 表示信道内可用于标记的最大波长数。需要注意到，当 δλ 很小的时候，带内相邻标记波长之间会发 生互相干扰， 这种干扰会对标记提取造成严重的影响。 由信道带宽和标记波长的间隔， 标记波长数将被唯一确定，例如，为 ITU DWDM 规定每一个信道带宽为 100G，当δλ=12.5G 时，可用与标记的最大波长数为 7。2.2.3 信号星座及标记正交性偏振移位键控是指用偏振光的 SOP 作为参量，通过 SOP 的调制来传输信息的一第21页上海交通大学工程硕士学位论文种方法[13]。 POLSK 信号的星座图可以用斯托克斯(Stokes)参量和 Poincaré sphere 来 表示（如图 2 所示）[55]。斯托克斯向量法用 4 个参量 S0 S1 S2 S3 来描述光波的强度 和偏振态，这四个 Stokes 参量都是光强的时间平均值，组成一个四维的数学矢量。 这里简要回顾 Stokes 参量和邦加球的相关知识，并以此为基础进行后面的推导。光? 归一化与其传播方向 ?，y 的本质是一种电磁波，当电磁波两个相互正交的参考平面 x? 时，可以用如下的数学式描述 轴zE x = A x e i (ω t + ? x ) E y = A y e i (ω t+? y )i (ω t + ? x ) ? v ?E x ? ? A x e ? + Ey y ?=? ?=? E = Exx ? i (ω t + ? y ) E A e y ? ? ? ? ? y ?(2-2)其中 Ax 和 Ay 表示电磁场两个正交分量的幅度， ? x 和 ? y 表示光载波的初始相位，? 表示两个正交平面的单位矢量。则 Stokes 参量的定义如下： ?，y x2 2 ? S0 ? ? S0 = Ax + Ay ? ? ? ? ? 2 2 A A ? S ? ? x y 1 Si = ? ? = ? ? ?S ? 2 Ax Ay cos(δ ) ? 2 ? ? ? ? ? S3 ? ? ? ? ? 2 Ax Ay sin(δ ) ?(2-3)其中 δ = ? x ? ? y ，它表示两个分量的相位差。? 方向传播的电磁波的功率密度，且与另外三个 Stokes 参量有如下关 S0 表示延 z系：S 02 = S12 + S 22 + S32(2-4)全偏振光可以是线偏振、圆偏振或椭圆偏振，这种情况下，任一偏振态都可以由 唯一的一个斯托克斯向量表示，且每一个斯托克斯向量S i 对应邦加球上的一点。第22页上海交通大学工程硕士学位论文Fig. 2-4 (a) Relationship between Stocks parameters and Poincaré sphere. λP label for single wavelength.(b) Signal constellation of图 2-4 （a）斯托克斯参数与邦加球的关系；（b）λP 标记中偏振信号的星座图如图 2-4(a)所示，当功率密度 S0 恒定时，球面上的任意点都对应着一种单位强度 全偏振光的形式。点在赤道上，表示方位角不同的线偏振光，p 点在上半球面对应于 右旋椭圆偏振光，时 p 点在下半球面对应于左旋椭圆偏振光，若 p 点在北极和南极则 分别为右、左旋圆偏振光。与由强度和相位构成的二维信号星座图不同，偏振光的星 座图是三维的，并且在传输过程中信号的偏振方向会发生变换。但研究证实，虽然在 传输过程中信号的偏正方向会发生变化，但偏振信号之间的关系是保持恒定的，即偏 振信号在传输过程中经历的偏振变化相同， 这就使得利用偏振调制来传输信号成为可 能[56-57]。 图 2-4（b）表示本文所提出的 λP 标记中，每一个波长的偏振信号的星座图，如 图所示，对于没一个用于标记的带内波长，圆偏振信号和线偏振信号分别表示“1”和“-1”，而邦加球的球心则表示“0”。下面给出了各个信号点 Stokes 参量 Si 和电磁场矢量 Eλ 的表示方式. 球心“0”为:(0) ivS?0? ? =? ?0? ? ?0? ?S0 = S1 = S 2 = S3 = 0(5)或第23页上海交通大学工程硕士学位论文v ?0? E(0) λ = ? ? ?0?(6)赤道表示“-1”，其数学表示如下：Si( ?1)或? S1 ? ? =? ? S2 ? ? ?0 ? ?? ? S3 = 0 ? 2 2 2 ? ? S1 + S2 = S0(7)v ? Ax ei (ωt +? ) ? E(λ?1) = ? ? i (ω t + ? ) ? ? ? AY e ?2 Ax2 + Ay = S0(8)极点（包括南极和北极）表示“+1” ，数学表示为：Si( +1)?0 ? ? 0 =? ? ? ? S ± ? 0? ?? ? S1 = S 2 = 0 ? 2 2 ? ? S3 = S 0(9)或v E(λ+1) ? S 0 i (ω t +? ) ? e ? ? 2 ? =? ? S ? ? 0 ei (ωt +? ±π / 2) ? ? 2 ?(10)通过以上数学表达式，不难计算出信号之间的距离。 “0”和“ ±1 ”之间的距离 为： D (0),( ±1) = S0 ， “+1”和“-1”之间信号距离为 D ( ?1),( +1) =距离是“0”和“ ±1 ”之间的距离 Dmin = D(e) (0),( ±1)2S0 。信号之间的最小= S0 ，与 OOK 调制的距离相等。通过计算“0”和“ ±1 ”之间的内积，可以发现是“0”和“ ±1 ”是正交的。(0),( ±1) ρλv v ( ±1) E(0) λ , Eλ = v 0 v ( ±1) = 0 Eλ E λ(11)“+1”和“-1”不正交，他们的相关系数为：第24页上海交通大学工程硕士学位论文( +1),( ?1) ρλv v ( ?1) E(λ+1) , Eλ 1 ( Ax ± Ay j ) = v ( +1) v ( ?1) = Eλ Eλ 2 S0(12)其中 相关系数的模为：2 Ax2 + Ay = S0( +1),( ?1) ρλ =1 2(13)上面的推导分析了单个标记波长的偏振信号的星座分布和信号之间的相关性。 接 下来要讨论的是整个 λP 标记空间信号的正交性。因为每个标记波长之间是独立的， 所以可以用下面的向量空间来表示 λP 标记：v v 1 ) v ( p2 ) v ( pN ) T ? L Λ = ? E(λ p E E , , , λ2 λN ? 1 ?(14)v 其中 λi 表示可用于标记的带内波长， E(λsii ) 是该波长在两个正交的电磁波平面的向量，它定义为：( p ) iθ v ( pi ) ? E x ,λii ? ? Ax , λi i e x ? E λi = ? ( p ) ? = ? ( p ) iθ ? y i ? E y ,λii ? ? ? ? ? ? Ay ,λ i e ? (p )(15)上标 pi 表示如(6)，(8)，(10)中定义的单个波长的偏振状态。所以，对于整个标 记空间，任意两个不同标记之间的相关系数为：ρlabelv v v v Λ′, Λ′′ (Λ′)(Λ′′)* = v v = v v = Λ′ Λ′′ Λ′ Λ′′∑ (E λi =1Nv ( p′ ) v ( p′′) * i i i )(E λ i )2v ∑ E(λpi i′ )N i =1∑ Eλi =1Nv ( p′′)ii2(16)用于表示标记距离的范数为：v Λ =v( p ) 2 i = ∑ Eλ iN i =1∑? ?( A λ )i =1N( pi ) 2 x, i( pi ) 2 ? + ( Ay ,λi ) ?(17)通过以上的讨论，我们可以发现，λP 标记结合了波长，强度和偏振态，它将三 维的信号空间扩展到了更高阶的信号空间。使得标记信号直接的距离增大，大的标记 信号距离的增加有助与减少标记判别错误的概率，降低传输功率的要求。第25页上海交通大学工程硕士学位论文2.2.4 标记效率本小节讨论的 λP 标记的标记效率， 并与 ASK 标记， 多波长 （multi-wavelength, Mλ） 标记进行了对比。标记效率对比主要从一下两个方面进行：A．当符号长度相等时，比较不同标记方式的信号熵。首先我们计算符号时间相等时候不同标记的信号熵。ASK 标记是一种二进制标 记，信号由光脉冲强度的变换来表示，每一个符号只有两种状态（有光和无光）。Mλ 标记和 λP 标记都是多进制标记，Mλ 标记中，对于每个标记头，N 个可用标记波长 可以构成 2N 种不同的组合。而 λP 标记则利用两种不同的偏振态进一步提高了 λP 标 记的效率，对于每一个 λP 标记头，N 个可用标记波长可以构成 3N 种不同的组合.上 述三种不同的标记方式的进制数可以表示如下：M ASK = 2M λ = 2NM λ p = 3N(18)其中 N 表示 Mλ 标记和 λP 标记可用的标记波长数。 假设 X 为信号的离散随机变量，且不同信号发生的概率相等，则上述三种标记 方式的信号熵可以表示为：H ( X ) ASK = ∑i ≥11 log 2 ( M ASK ) = log 2 2 = 1 (bit ) M ASK(19)H ( X )λ = ∑i ≥11 log 2 ( M λ ) = log 2 2 N = N (bit ) Mλ(20)H ( X )λ p = ∑i ≥11 log 2 ( M λ p ) = log 2 3N = N log 2 3 (bit ) M λp(21)ASK 标记方式的熵是恒定不变的。而 Mλ 标记和和 λP 标记的熵则会随着波长数 N 的增加而增加。因为加入了偏振这个参量，λP 标记的自由度更大，相应的它熵随着 N 增加的速度也比 Mλ 标记要快。（如图 2-5 所示）。当 N=2 的时候，ASK 标记，Mλ 标记和 λP 标记的信号熵分别为 1bit, 1.59bit 和 3bit。也就是说，在码元相同的情况下，λP 所传送的信息量是 Mλ 标记的 1.9 倍，是 ASK 标记的 3 倍。第26页上海交通大学工程硕士学位论文Fig.2-5 Relationship between number of wavelengths and entropy in Mλ label and λP label 图 2-5 Mλ 标记和 λP 标记熵与标记波长数 N 的关系B. 假设数据比特率恒定的情况下，比较符号长度。表一比较了标记信号比特率相等时三种标记方式符号长度和波特率。对于1.2Gbit/s的数据率，当N=2时单个波长只需要以380Mbit/s的速率调制即可。从比较中我们可以看到，因为利用偏振态作为信号载体，同等比特率下标记的波特率可以大大 降低。波特率的减小有益于降低标记发送机的复杂度。Table 2-1: Comparison of time duration and original OOK bit rate for label transmitted at 1.2Gbit/s. (N=2) 表 2-1：标记比特率为1.2Gbit/s时不同标记方式的符号长度和发射机OOK的比特率标记方式符号长度(ns)波特率(GB/s)ASK Mλ λP0.83 1.67 2.641.2 0.6 0.382.3 系统结构和实验结果实验系统框图如图 2-6 所示。整个 λP 光标记交换系统原型包括光分组发送机，第27页上海交通大学工程硕士学位论文一个光标记交换核心节点和两个光分组接收机。其连接关系为：用于演示的计算机用 户终端通过电缆连接光标记交换边缘节点，光标记交换边缘节点通过 38km 标准单模(Standard Single Mode, SMF) 光 纤 与 光 标 记 交 换 核 心 节 点 相 连 。 载 荷 波 长 为 λ0=1550.92nm (200G DWDM 信道)，因为是原理性实验，用于的标记波长数 N=2，波长值分别为 λ1=1550.52nm 和 λ2=1551.32nm。Fig. 2-6 The architecture of λP labeling switching system图2-6 λP光标记交换系统框图2.3.1 光分组发送机λP 标记的光分组发送机包括光载荷发送器，光标记发生器，和控制处理器。光载荷发送器发送长度固定的比特速率为 10Gbit/s 的 ASK 载荷。载荷的路由信息经预 编码存储在发送机的路由表中。在光标记交换边缘节点，控制处理器从用户端得到路 由信息，通过查表得到光标记的驱动信息，然后控制光载荷发送器和光标记发生器产 生载荷和标记。用于光标记的波长信号由分布反馈式(Distributed feedback, DFB)激光 机产生，由控制处理区驱动。在产生波长标记的同时偏振标记产生器同时对标记波长 进行偏振调制，以此来生产 λP 标记，偏振态和波长值由路由器统一编码。将经严格 排队和定时控制后的光信头连同光包一起接入波分复用器， 复用产生的光分组通过光 纤发送至远端光标记交换核心节点。第28页上海交通大学工程硕士学位论文Fig. 2-7 Structure of the label generator图2-7 光标记发生器的结构图2-7 所示的是光标记发生器的结构。DFB激光器产生偏振消光比(Polarizationextinction ratio, PER)为37dB，波长偏差小于0.02nm的线偏振光。相位调制器(Phase modulator, PM)与DFB激光器之间用保偏光纤连接，期间的偏振控制器用于调整输入 PM的光信号的偏振，保证输入光信号是与PM偏振轴成45°的线偏振光输入。45°线偏振光可以看做两个相位差为0的偏振轴相互垂直的线偏振光，这两个线偏振光一个平 行于PM的主轴，一个垂直于PM的主轴。PM中的LiNbO3 晶体在外界电压的作用下改 变折射率， 进而改变平行于主轴的线偏振光的相位， 当两个正交的偏振态相位差为π/2 的时候，则是圆偏振光，当两个正交的偏振态相位差为0的时候则是线偏振光。试验 中调制出的圆偏振标记的PER为0.1dB，而线偏振标记的PER为35.4dB。2.3.2 λP 光标记交换核心节点的结构λP光标记交换核心节点包括一个光交换矩阵， 一个光标记头处理器， 一个输出借口，和一个λP光标记接收机(Label Extraction Unit, LEU)。其中λP光标记接收机由N个 标记检测器组成，每个标记检测器检测单个波长所携带的标记信息。 波长标记检测模块将到达核心节点的光分组的光信头和光包分离， 组成光信头的 不同波长的光信号输入到偏振标记检测模块[58]。这些承载着（波长）路由信息的光 信号通过偏振标记检测模块检测其中的偏振信息， 再将偏振标记检测模块输出完整的 光路由信息到核心控制单元。光标记核心控制单元主要完成路由光信息的探测、光开 关矩阵的控制和新路由信息的产生等功能， 即根据探测到的光路由信息控制光开关交 换矩阵，完成光载荷的交换，同时控制与之相连的光标记产生单元，由光标记产生模 块产生下一跳光信头。 光包通过光开关交换矩阵后再与新的光信头一起接入对应输出第29页上海交通大学工程硕士学位论文端口的输出波分复用器。输出波分复用器的输出端口连接到目的节点。Fig. 2-8 Structure of the λP label detector for single wavelength图 2-8光偏振检测单元图 2-8 是本发明中单路光偏振检测单元的原理结构图。 如图 5 所示， 单路光偏振 检测单元由一个 50/50 分光器及两个主轴呈 45o 的 PBS 构成，输入光（线偏振态或圆 偏振态） 经分光器到两个主轴呈 45o 的 PBS 上， PBS 将输入光分为两路偏振方向正交 的光。如果是圆偏振光输入，则两路输出的光强应该相等，如果是线偏振光输入，则 两路信号应该是不等光强， 当两路信号功率的比值在门限范围内 （如 1 附近一个范围） 时就判别为圆偏振光，当比值在这个范围之外就判别为线偏振光。考虑到输入光偏振 方向正好与 PBS 内两偏振片偏振方向成 45o 时光强比也是 1，采用 2 组偏振轴成 45o 的 PBS 进行两路比较， 这样即使线偏振光的方向与其中一个 PBS 两偏振轴夹角为 45o， 另外一路也能有效检测出其偏振态，从而提取出偏振标记。连接在四个 PBS 后面的 光电探测器有相同的响应特性，电压输出幅度在 0~5V 之间。单路光标记本质是一个 三进制信号，光标记处理单元按一下规则判别这个三进制信号：I.如果所有的四个光电接收机的输出都小于门限电压，则光标记处理单元将该路光 信号判别为“0”； 信号判别为“+1”(CPL)；II. 如果所有的四个光电接收机的输出都大于门限电压，则光标记处理单元将该路光 III. 所有其它的状态讲被判别为“-1”(LPL)。在进行的原理性试验中，接收机的输出为 0~5V，门限电压被设为 0.5V。交换矩阵由 级联的 2×2 光开关组成。 核心节点的控制器在识别了标记信息后从路由表查找路由第30页上海交通大学工程硕士学位论文信息，并通过该路由信息去控制交换矩阵选择相应的路由。Table 2-2 The label demodulation process 表 2-2 标记解调过程标记V22 0 1V21 0 1V11 0 1V12 0 1逻辑λi. 0 λi. CPL λi. LPL2.3.3 实验结果0 +1 -1Other states我们对提出的λP光标记交换系统进行了原理性验证。实验的λP标记采用了2个带 内标记波长， 由2个标记波长加上其偏振态总共可以构成下面的9种状态： (λ1.0， λ2.0)，(λ1.LPL， λ2.0)， (λ1.CPL， λ2.0)， (λ1.0， λ2.LPL)， (λ1.0， λ2.CPL)， (λ1.LPL， λ2.LPL)， (λ1.LPL， λ2.CPL)， (λ1.CPL， λ2.LPL)， (λ1.CPL， λ2.CPL)。 标记头包含3个码元， 前两个码元(λ1.CPL， λ2.CPL)用作标记同步。为了简化后面的信息处理，每一种状态都对应路由表中一组开关控制信息，用于控制开关矩阵。标记状态和路由信息的关系如表2-3。Table 2-3 States of input label and its corresponding logic output.表 2-3 输入标记状态与其对应的输出逻辑状态 （λ2.0，λ1.0） （λ2.0，λ1.LPL） （λ2.0，λ1.CPL） （λ2.LPL，λ1.0） （λ2.CPL，λ1.0） （λ2.LPL，λ1.LPL） （λ2.LPL，λ1.CPL） （λ2.CPL，λ1.LPL） （λ2.CPL，λ1.CPL）λ2 标记 0 0 0 -1 1 -1 -1 1 1λ1 标记 0 -1 1 0 0 -1 1 -1 1Address Number 1 2 3 4 5 6 7 8 9实验结果如图2-8所示，图2-8(a)光标记头的频谱，即波长标记的频谱，图2-8(b) 是测得的标记和载荷的误码率。在BER为 10-9 时 10-Gbit/s ASK载荷的功率灵敏度为-23.3dBm。经过38km SMF传输和适当的偏振补偿后，CPL和LPL的偏振消光比分别为0.7dB和24.4dB。在实际应用中，CPL的椭圆率并不为1（圆偏振光），所以光电探 测器的输出结果也不会完全一样。试验中，光电探测器输出的最大差值仅为0.23V，第31页上海交通大学工程硕士学位论文小于门限电压。 降低偏振标记误码率的关键在于要使CPL和LPL的消光比差距足够大。即LPL要 有比较大的PER，而CPL的PER则需要比较小。实际系统中因为光纤的双折射，温度 和外界的影响会导致偏振飘移(polarization fluctuation, PF)，进而对λP光标记带来噪 声。通常情况下PF导致偏振角的变化的速率是2?-10?每天 [59]，这种偏振角的变化会 同时导致偏振光椭圆率变化和偏振主轴旋转。而在本文所提出的偏振标记中，偏振主 轴选择的问题得到了克服，只需要对偏振光的椭圆率进行跟踪就可以恢复信号，SOP 恢复机制得到了简化。(a)(b) Fig. 7 Experiment results. (a) Spectrum of optical label. (b) BER measurements for the ASK payload and the λP label.图 2-9 实验结果。（a）光标记的频谱。（b）ASK载荷和λP标记的误码特性2.4 系统性能及可行性分析本节对λP光标记交换系统的性能和可行性上进行了理论分析。 同时还分析了在λP 标记在最差条件下的性能，从分析中可以看到，及时在最差的条件下，传输的信息仍第32页上海交通大学工程硕士学位论文然可以得到恢复。Fig. 2-10 The polarization ellipse and four axes of the two PBSs图 2-10 偏振光的椭圆率及其在偏振分光器偏振轴上的分布对于任意偏振态的全偏振光，其传输过程中偏振态的轨迹如图2-10所示。图中 x0 轴和 y0 轴分别为偏振椭圆的主轴和副轴， ax 和 a y 分别表示椭圆长轴和短轴的长度。 理论分析中主要考虑了两个因素，一个是输入光偏振检测单元的偏振椭圆度，其定义 为：ρ = a y / ax(2-22)另一个是偏振椭圆轨迹的 x0 轴与PBS-1轴的 x 轴的夹角。该夹角定义为 α （见图2-10）为了方便后面的讨论，我们定义PBS-1后的两个光电探测器的电压差异(Voltage Inequality)为：?10 log10 (Vx / Vy ) if Vx & Vy if Vx & Vyξ = 10 log10 σ = ? ?10 log10 (Vy / Vx )(2-23)因为光电探测器输出的电压值正比于输入光功率，该参数代表了 PBS-1 两输出臂输 出光功率的差值。当 PBS-1 两臂的输出功率相同时( σ = 1 )， ξ 为 0。当两臂光功率的 差值增加时， ξ 也随之增大(见图 2-11)。类似于 PBS-1，连接 PBS-2 的两个光电探测 器对应的电压差异定义为：第33页上海交通大学工程硕士学位论文ξ ' = 10 log10 σ ' = ??10 log10 (Vx '/ Vy ') ?10 log10 (Vy '/ Vx ')if Vx ' & Vy ' if Vx ' & Vy '(2-24)108 voltage inequality (dB)6420024 6 voltage ratio810Fig. 2-11 Relationship between the voltage ratio and the voltage inequality.图2-11 PBS两臂对应的电压比与电压差异的关系2.3.3 小节所述的光标记检测规则可以由上面定义的电压差异来表示，具体数学式如下：? ?1 r=? ?+1ξ & ξT or ξ ' & ξT ξ & ξT and ξ ' & ξT(2-25)其中ξT = 10 log10 σ T(2-26)从上面的式子中我们可以看到，ξ 和 ξ ' 中只有较大的一个才会在光标记检测中用 到。所以这里定义一个有效电压差异 ξ eff ：ξeff ＝ max{ξ , ξ '}然后光标记检测规则就简化为：(2-27)第34页上海交通大学工程硕士学位论文? ? ?1 r=? ? ?+1ξeff & ξT ξeff & ξT(2-28)基于简化的光标记检测规则，可以得到 effective voltage inequality extinction ratio(EVIER) Δξ eff ：+1 ?1 Δξ eff ξ eff ? ξ eff(2-29)?1 +1 其中 ξ eff 和 ξ eff 是传送光标记状态“-1”和“+1”时的有效电压差异。该参数类似与ASK信号的消光比，它决定了偏振检测模块的接收灵敏度。EVIER越大，偏振检测 模块就越容易恢复出所传送的信息，接受灵敏度就越高。 接下来我们推导 ξeff 的具体表达式。首先假设 Px 和 Py 为PBS-1两臂输出的光功率， 同样，定义 Px ' 和 Py ' 为PBS-2两臂输出的光功率。在如图2-10所示的 xoy 坐标系中偏振 椭圆上任意一点 P 的坐标为(xp , yp )，则 P 在光域上可以表示为：? + yp y ? E = xp x该点在图2-10中的 x0 oy0 坐标系中的坐标则为( x0 p , y0 p ) x0 p y0 p(2-30)。 和 的定义为：? ? x0 p = ax cos θ ? ? ? y0 p = a y sin θ∧(2-31)ax 和 a y 分别表示偏振椭圆长轴和短轴的长度。 θ 是方向向量 op 和 x0 轴的夹角。通过坐标变换可以得到：? x p ? ?cos α =? ? ? yp ? ? ? sin α? sin α ? ? x0 p ? ? ax cos α cos θ ? a y sin α sin θ ? ? ?=? ? cos α ? ? ? y0 p ? ? ax sin α cos θ + a y cos α sin θ ?(2-32)令 Ex 和 E y 表示 PBS-1 两臂的分量，其数学表达式为：第35页上海交通大学工程硕士学位论文? = ax cos α cos θ ? a y sin α sin θ Ex = E ? x ? = ax sin α cos θ + a y cos α sin θ Ey = E ? y(2-33)令 Px (θ ) 和 Py (θ ) 表示在 Px 轴和 Py 上光功率的分量，则他们可以表示为Px (θ ) = μ Ex22 Py (θ ) = μ E y(2-34)其中 μ 是独立于 θ 的比例系数。考虑 θ 对光功率的影响，可以求得Px = ∫ Px (θ )dθ = ∫ μ Ex dθ0 0 2π 2π 2Py = ∫ Py (θ )dθ = ∫ μ E y dθ0 02π2π2(2-35)讲上式带入等式式 2-33 得到2 2 Px = πμ (ax cos 2 α + a y sin 2 α ) 2 2 Py = πμ (ax sin 2 α + a y cos 2 α )(2-36)因为光电探测器的输出电压值正比于光功率，可以得到2 2 Vx = χ Px = πχμ (ax cos 2 α + a y sin 2 α ) 2 2 Vy = χ Py = πχμ (ax sin 2 α + a y cos 2 α )(2-37)其中 χ 为比例系数，它由光电探测器及接收机电路决定。在上面的推导中忽略了 电路噪生。将式 2-37 式带入式 2-23 得到ξ = 10 log102 2 ax cos 2 α + a y sin 2 α 2 2 sin 2 α + a y cos 2 α ax(2-38)PBS-2 两轴的方向向量在 xoy 坐标系中表示为 ? ' = 2 / 2x ? + 2 / 2y ? x ? ' = ? 2 / 2x ? + 2 / 2y ? y(2-39)第36页上海交通大学工程硕士学位论文令 E x ' and E y ' 表示 PBS-2 两臂的分量，其数学表达式为：?' Ex ' = E ? x ?' Ey ' = E ? y(2-40)同上面的推导相同，可以得到 PBS-2 的功率差为ξ ' = 10 log102 2 ax (cos α + sin α ) 2 + a y (cos α ? sin α ) 2 2 2 ax (? cos α + sin α ) 2 + a y (cos α + sin α ) 2(2-41)将(2-38)式和(2-41)带入(2-27)式，可以得到有效功率差异为ξ eff
max{ 10 log1010 log102 2 ax cos 2 α + a y sin 2 α 2 2 ax sin 2 α + a y cos 2 α, (2-42) }2 2 ax (cos α + sin α ) 2 + a y (cos α ? sin α )2 2 2 ax (? cos α + sin α ) 2 + a y (cos α + sin α ) 2第37页上海交通大学工程硕士学位论文Fig. 2-12 The influence of both the misalignment angle and the ellipticity of lightwave on the effective voltage inequality.图 2-12 偏振轴偏失和椭圆率对标记检测端电压差异的影响图2-12 表示的是偏振轴偏失和椭圆率对标记检测端电压差异的影响。从图中可 以看到， 在偏振椭圆率不变的情况下， 最小的 ξ eff 在偏振轴偏失为 22.5o ， 67.5o ， 112.5o ， 或 157.5o 的时候取得，最大的 ξ eff 则在偏振轴为 0o ， 45o ， 90o ，或 135o 时取到。?1 +1 最后我们讨论取得最小 Δξeff 的条件。如(29)式里所表示，在 ξ eff 最小同时 ξ eff 最大的时候 Δξeff 最小。当偏振的椭圆率一定是，最小 Δξeff 即最差接受灵敏度为：α =???22.50 , 67.50 ,112.50 , or157.5000 , 450 ,900 , or1350当传输的标记为&-1& 当传输的标记为&+1&(43)当传输标记为“-1”时，实验中测得的椭圆率为 0.06，因此可以得到?1 (ξ eff ) min = 7.6dB(44)当传输标记为“+1”时，实验中测得的椭圆率为 0.92，由此可得+1 (ξ eff ) max = 0.6 dB(45)所以最小的 EVIER( Δξ eff ) min 为第38页上海交通大学工程硕士学位论文?1 +1 (Δξeff ) min(ξeff )min ? (ξeff )max = 7dB(46)由上述推导可知，及时在最差的情况下，标记检测模块也能够恢复传送的信息， 证实了该方案的可行性。2.5 本章小节本章在波长标记交换的基础上提出了波长偏振 （λp） 混合编码的光标记交换系统， 主要的研究集中在新型光标记的产生，性能和接收方法上。所提出的波长偏振混合编 码的光标记方案相对与多波长标记能大幅度提升平均信息量， 降低传输波特率从而降 低对单个传输器件的要求。文章从理论方面详细分析了波长偏振标记信号星座图，不 同标记信号之间的正交性和所提出的标记接收机的接收性能。 并设计了验证性实验验 证了方案的可行性。第39页上海交通大学工程硕士学位论文第三章 Inverse-RZ 到 NRZ 码型变换码型技术的研究给光通信注入了极大的活力，研究标明，不同的传输码型适用于 不同的场合，比如，ASK调制中，RZ码具有占空比小的优点，在光时分复用(OTDM) 系统中得到普遍的应用[60-62]，而在WDM系统中，NRZ码具有窄的谱宽和高的时间 抖动容忍度而得到广泛的应用[63-64]。 PSK码因为其较好的抗非线性特性而在长距离 传输中相对于ASK码型有着较大的优势[65-66]。为了实现全光通信系统的性能最优 化，在不同光纤通信系统的接口处实现全光码型变换就具有重要的应用价值[67]。 本章第一节首先简要回顾了光通信系统中码型变换的发展及应用， 并基于无源光 网络(Passive Optical Network, PON)和本地用户网络中对码型的需求，第一次提出了Inverse-RZ到NRZ的码型转换方案，并在第二节详细阐述了码型转换的原理，并通过实验验证了方案的可行性，实现了10Gbit/s的全光码型转换。第三节介绍了实验结果 并对结果进行了讨论。3.1 光通信中的码型变换及其应用未来光网络的发展趋势是高速，透明，全光通信，WDM网络和OTDM网络整合。 因为不同类型的网络对光码型有着不同的需求，要实现高速透明的全光网络，就需要 在不同网络的接口出进行全光码型转换。比如，低成本的 OOK 码型适用于城域网(metropolitan area networks，MANs)，而PSK码型则会被更广泛地应用到广域网（wide area networks，WANs）或者海缆系统中，在MAN与WAN连接的边缘节点需要进行码型转换。 （如图3-1所示）第40页上海交通大学工程硕士学位论文Fig. 3-1 All-optical modulation-format conversion at the gateway node between MAN and WAN. 图 3-1 在 MAN 和 WAN 之间的边缘节点进行码型转换从上个世纪末开始科学家们就开始了全光码型转换的探索。[67] 码型变换的实 现和光信息处理技术的发展是分不开的， 全光信息处理避免了OEO的转换， 实现了包 括全光信号再生[68-69]，全光波长转换和全光码型转换能功能。 作为未来光网络的关键技术之一， 用全光信息处理的方法实现全光码型转换的技 术收到了很多的关注，已有多项码型转换方案见诸报道。早期的码型转换主要集中在NRZ码和RZ码之间，已报道的方法有很多种，采用的器件也多种多样，主要包括：走离平衡非线性光纤环行镜[70]，F-P腔半导体激光器[71-72]，Mach-Zehnder干涉仪(MZI)[73]， SOA光纤环行镜(或称Sagnac干涉仪、 太赫兹光非对称解复用器TOAD)[74]等。近年来，码型技术得到了长足的发展，特别是以双二进制码(Duobinary), 交替翻 转码 (Alternate mark inversion ， AMI) ，啁啾 RZ(chirped RZ ， CRZ) ，和载波抑制RZ(carrier-suppressed RZ，CSRZ)等为代表的新型码型在传输中体现了非常好的效果，与其相关的码型转换也得到了重视并有相关研究[75-77]。 此外，PSK码型因为其良好的抗非线性性能和接收端3dB的灵敏度优势被认为在 长途传输中具有较大优势，与其相关的码型变换也有众多报道。综上所述，因为未来 光网络根据不同的网络规模和传输速率会有选择性的使用码型， 所以产生了码型转换 的需求。 基于用码型来改善光通信系统性能的思路， 我们对不同码型应用的场合进行了研 究，发现 Inverse-RZ 码型在 PON 中有着广泛的应用前景[78-81]，而对于本地用户网 特别是本地全光以太网中，NRZ 因为其低廉的成本而成为首选的码型。因此，为了第41页上海交通大学工程硕士学位论文实现 PON 和本地用户网之间的全光通信， 我们提出了 Inverse-RZ 到 NRZ 的码型转换 方案，该方案具有简便，高效的特点，并且通过实验表明，码型转换后的 NRZ 信号 有着更高的接收灵敏度，改善了接收性能。3.2 Inverse-RZ 到 NRZ 码型原理与实验3.2.1 Inverse-RZ反 向 非 归 零 码 (Inverse-RZ) 又 叫 暗 非 归 零 码 (Dark RZ)[82] ， 与 RZ 码 相 同 ，inverse-RZ也是利用光信号的强度来携带信息。在RZ码的一个比特时隙中，无光表示逻辑“0”，占空比一定的光信号表示逻辑“1”。Inverse-RZ码则相反，在一个比特 时隙中，若整个比特时隙全是高光强则表示逻辑“0”，比特时隙中有一定占空比无 光时则表示逻辑“1”。Fig.3-2 The generation of optical inverse-RZ signal. (a) Generation of inverse-RZ signal with electrical NAND gate. (b) Generation of inverse-RZ signal using XGM in SOA. 图 3-2 产生 Inverse-RZ 信号的方案。（a）利用电 NAND 门的方案 （b）利用 SOA 中 XGM 效应的 方案如图3-2所示， 通常有两种方法产生inverse-RZ信号。 图3-2(a)中， 普通的电NRZ RF 信号与时钟信号首先通过一个高速的电与非门，与非门输出的信号即为电inverse-RZ第42页上海交通大学工程硕士学位论文信号，再利用该信号去调制MZM，MZM偏置在π/4的位置。该方法产生的inverse-RZ 信号质量好，消光比高，且无啁啾[83]。另一种方法如图3-2（b）所示，利用交叉增 益调制(XGM)和波长变换的方法来产生inverse-RZ信号[84-85]。激光器(LD)输出的光 信号首先经强度调制器调制为光RZ码信号，经过放大滤波后与探测激光器同时输入 到半导体光放大器 (SOA) 中，探测光经过 XGM 得到 inverse-RZ 信号，经带同滤波器(OBPF)滤波后输出。该方法由于收到SOA饱和增益功率的影响，产生的inverse-RZ信号消光比较低，且由于ASE的影响导致产生的信号Q值较低。 因为inverse-RZ在传同样长度的信息时平均光功率较其它ASK信号高，所以其非 线性性能较差。但因为它在每个比特时隙内都有光，常被用于多参量调制以得到获得 较高的频谱效率[84-85]。除此之外，inverse-RZ还在PON中得到了广泛的应用，特别 是基于inverse-RZ的下行载波重用技术[78-81][86]。3.2.2 码型转换原理与实验光接入网技术尤其是无源光网络PON技术以其灵活的接入方式和高容量的带宽 特性获得了快速发展。近来，利用inverse-RZ实现下行组播和上行重调制的PON方案 受到了越来越多的关注。而在本地网中，NRZ码因为其较低的成本和高时序抖动容忍 性而成为本地用户理想的选择。为了实现全光通信，有必要在inverse-RZ码和NRZ码 之间进行全光码型转换用以连接ONU和光本地网。基于以上所述，本文提出了利用 两臂差为半比特延迟的马赫 - 曾德延迟干涉仪 (Mach-Zehnder delay interferometer ，MZ-DI)实现了10-Gbit/s的inverse-RZ码到NRZ码全光码型转换。第43页上海交通大学工程硕士学位论文Fig. 3-3 Experimental setup 图 3-3 码型转换实验系统图码型转换的实验系统原理如图3-3所示。由于实验室条件所限，实验中我们采用 了基于SOA-XGM波长变换的方法来产生inverse-RZ信号[84-85]。DFB工作输出波长 为1550.3 nm，功率为5.4 dBm的连续光，两个级联的铌酸锂MZM用于调制产生RZ信 号。长度为27-1的伪随机信号经放大器(TGA4819-SL)放大后去调制第一个MZM用以 产生相应的NRZ信号，第二个MZM由同步后的时钟信号调制，用于对第一个MZM产 生的NRZ信号进行削波，从而得到占空比约为50% 的RZ信号。两个MZM均偏置在传 输曲线的π/4处。因为两个MZM的引入了7dB的插入损耗，饱和输出功率为10dBm的EDFA用于放大调制后的RZ信号，带宽为2nm的光带通滤波器(Optical band pass filter, OBPS)用以滤除EDFA产生的自发辐射(amplified spontaneous emission, ASE)噪声，可调衰减器对滤噪后的光信号进行衰减，将输出功率衰减到3.6dBm。衰减后的信号光 与输出光功率为-8.3dBm的探测光耦合后同时输入SOA， SOA中信号光利用XGM原理 将信号反向变换到探测光上，从而在探测光上产生了inverse-RZ信号，经过中心波长 为1554.6nm的OBPF后原始信号光被滤除，探测光输出。第44页上海交通大学工程硕士学位论文Fig 3-4 Principle for format conversion from inverse-RZ to NRZ 图3-4 inverse-RZ到NRZ码型转换的原理码型转换由相比相对延迟为半比特的 MZ-DI 实现，实验中 MZ-DI 两臂延迟为50ps。为了使MZ-DI能稳定有效地工作，实验中需要采取必要的隔热措施。图3-4从时域上解释了码型转换的原理。MZ-DI中半比特延迟后的inverse-RZ信号与另一个臂 在输出端发生干涉，在相消端产生与原始信号逻辑相同的NRZ信号，在相长端产生消 光比为3dB且逻辑与原始信号相反的NRZ信号。需要注意到的是，对于每个“1”比特， 转换后的信号在中间有一个相位跳变，这一点在原理图中没有表示出来。从原理上不 难看出，占空比为50%的inverse-RZ信号在经过转换后在相长端输出的是低消光比的 标准NRZ，而在相消端输出的是中间有π相位跳变的变异NRZ。第45页上海交通大学工程硕士学位论文3.3 实验结果及讨论Fig. 3-5 Eye diagrams: (a) of the RZ signal, (b) of the inverse-RZ signal, (c) of the converted NRZ signal at the constructive port of the MZ DI, (d) of the converted NRZ signal at the destructive port of the MZ DI, (e) of the converted NRZ signal detected by the bandwidth limited PD (constructive port), (f) of the converted NRZ signal detected by the bandwidth-limited PD (destructive port) 图 3-5 眼图：(a)原始信号，(b)产生的inverse-RZ信号，(c)MZ-DI相长端输出的NRZ信号，(d)在 MZ-DI相消端输出的变异NRZ信号，(e)经过带限光电接收机后的NRZ信号（相长端）(f) 经过带 限光电接收机后的NRZ信号（相消端）图3-5 (a), (b), (c)和(d)所示分别为原始NRZ信号眼图，经XGM产生的inverse-RZ 信号眼图，码型变换后MZ-DI相长端输出的NRZ信号眼图和码型变换后在MZ-DI相消 端输出的变异NRZ信号眼图。图3-5(c)中眼图下延的幅度不均匀是残留纹波，实际中 可以通过调节inverse-RZ信号的占空比得到改善，当占空比为严格50%的时候残留纹 波最小。除此之外，输入光强度的不均匀和信号偏振态的差异同样会对影响眼图中残 留纹波的程度。从MZ-DI相消端输出的变异NRZ信眼图可以发现，输出的变异NRZ信 号与变异duobinary码和AMI码有着许多相似之处。在同1比特中间存在着π的相位反 转，前半比特和后半比特发生相消干涉，在眼图中央产生凹槽。通过带限接收机后该第46页上海交通大学工程硕士学位论文信号可以很容易地作为NRZ信号进行判决接收。[87-88]. 图3-5(e)和(f)就是转换后的NRZ 光信号经过带限接收机接收后的眼图。实验中所用的带限接收机带接收宽为 10-Gbit/s (PT10XGC)。带限接收机有效地提高了接收信号的质量[89]。Fig. 3-6. Waveform