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在一测试系统中，被测信号频率为1000Hz，幅值为4V，另有两干扰信号分别为2000Hz，8V和500Hz，2V，则利用______提
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在一测试系统中，被测信号频率为1000Hz，幅值为4V，另有两干扰信号分别为2000Hz，8V和500Hz，2V，则利用______提取有用信号。&&A．叠加性&&B．比例性&&C．频率保持性&&D．幅值保持性
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1在LC正弦波振荡电路中，不用通用型集成运算放大器作放大电路的原因是其上限截止频率太低，难以产生高频振荡信号。
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频谱分析基础
《频谱分析基础》编译委员会 总 编 译: 张永慧 责任校对: 张永慧 杨培文 刘迤 林浦 封面设计: 张永慧 版权所有: 安捷伦科技 特别感谢: 刘斌 周健 钱宇 乐京 张海涛频谱分析基础Spectrum Analysis Basics前言本书编译自安捷伦科技著名的应用指南 Application Note 150: Spectrum Analysis Basics(频谱分析基础)。它详细描述了频谱分析的基本原理以及性能指标，并介绍了现代 分析仪的新发展和新功能。我们希望这本指南能够帮助你更加深入地了解你所使用的频 谱分析仪，充分利用分析仪的功能特性以发挥它的最大潜能。ii目录第 1 章 引论 频域对时域......................................................................................... 2 什么是频谱?....................................................................................... 3 为什么要测量频谱?......................................................................... 4 测量类型.............................................................................................. 7 频谱分析仪种类................................................................................ 7 第 2 章 频谱分析仪原理 射频输入衰减器.............................................................................. 12 低通滤波器或预选器..................................................................... 12 分析仪调谐....................................................................................... 13 中频增益............................................................................................ 16 信号分辨............................................................................................ 16 模拟滤波器....................................................................................... 17 数字滤波器....................................................................................... 20 包络检波器....................................................................................... 26 显示..................................................................................................... 28 检波器类型....................................................................................... 29 平滑处理............................................................................................ 29 时间门 (Time Gating)....................................................................... 44 第 3 章 数字中频概述 数字滤波器....................................................................................... 52 全数字中频....................................................................................... 53 专用信号处理集成电路................................................................ 55 其它视频处理功能......................................................................... 56 频率计数............................................................................................ 56 全数字中频的更多优势................................................................ 57iii目录第 4 章 幅度和频率精度 相对不确定度................................................................................... 63 绝对幅度精度................................................................................... 63 改善总的不确定度..........................................................................64 技术指标、典型性能和标称值...................................................65 数字中频部分................................................................................... 66 第 5 章 灵敏度和噪声 灵敏度.................................................................................................72 噪声系数............................................................................................ 76 前置放大器....................................................................................... 77 噪声作为信号.................................................................................. 81 用于噪声测量的前置放大器....................................................... 85 第 6 章 动态范围 定义..................................................................................................... 88 动态范围与内部失真..................................................................... 88 衰减器测试....................................................................................... 92 噪声..................................................................................................... 92 动态范围与测量不确定度........................................................... 95 增益压缩............................................................................................ 97 显示范围和测量范围..................................................................... 98 邻道功率测量..................................................................................100iv目录第 7 章 扩展频率范围 内部谐波混频................................................................................ 102 幅度校准......................................................................................... 110 相位噪声......................................................................................... 111 改善的动态范围........................................................................... 112 信号识别......................................................................................... 117 第 8 章 现代信号分析仪 特殊应用测量................................................................................ 124 数字调制分析................................................................................ 127 保存和打印数据............................................................................ 130 数据传输和远程仪器控制......................................................... 130 固件升级.......................................................................................... 131 使用许可......................................................................................... 132 校准、故障解决、诊断和修复................................................ 133 第 9 章 总结 总结................................................................................................... 136 第 10 章 名词解释 名词解释.......................................................................................... 138v第1章引论第1章 引论本应用指南介绍了扫描调谐超外差式频谱分析仪的基本原理和频谱分析仪的基础知 识并探讨了频谱分析仪功能的新进展。从最基础的角度考虑，我们可以把频谱分析仪理 解为一种频率选择性、峰值检测的电压表，它经过校准之后显示正弦波的有效值。应当 强调的是，尽管我们常用频谱分析仪来直接显示功率，但它毕竟不是功率计。当然，只 要知道了正弦波的某个值 (例如峰值或平均值) 和测量这个值时所用的电阻值，就能够校 准电压表用来指示功率。数字技术的出现赋予了现代频谱分析仪更多的功能。本指南在 介绍了频谱分析仪基本原理的同时也阐述了使用数字技术和数字信号处理技术赋予这类 仪器的新功能。频域对时域在详细介绍频谱分析仪之前，读者也许会问: 什么是频谱? 为何要对它进行分析? 我 们已经习惯于用时间作为参照来记录某时刻发生的事件，这种方法当然也适用于电信 号。于是可以用示波器来观察某个电信号 (或通过适当传感器能转换成电压的其它信号) 的瞬时值随时间的变化，也就是在时域中用示波器观察信号的波形。 然而，傅立叶1理论告诉我们，时域中的任何电信号都可以由一个或多个具有适当频 率、幅度和相位的正弦波叠加而成。换句话说，任何时域信号都可以变换成相应的频域 信号，通过频域测量可以得到信号在某个特定频率上的能量值。通过适当的滤波，我们 能将图 1-1 中的波形分解成若干个独立的正弦波或频谱分量，然后就可以对它们进行单独 分析。每个正弦波都用幅度和相位加以表征。如果我们要分析的信号是周期信号 (正如本 书所研究的情况)，傅立叶理论指出，所包含的正弦波的频域间隔是 1/T，其中 T 是信号的 周期2。1. Jean Baptiste Joseph Fourier ()。 法国数学家、物理学家，他提出任何周期信号可以看做是一系列正弦波和余弦波的叠加。 2. 若时间信号只出现一次，则 T 为无穷大，在频域中用一系列连续的正弦波表示。2第1章 引论图 1-1. 复合时域信号某些测量场合要求我们考察信号的全部信息 ― 频率，幅度和相位，这种信号分析 方法称为矢量信号分析，我们在应用指南 Application Note150-15 矢量信号分析基础中作了 讨论。现代频谱分析仪能够支持非常广泛的矢量信号测量应用。然而，即便不知道各正 弦分量间的相位关系，我们也同样能实施许多的信号测量，这种分析信号的方法称为信 号的频谱分析。频谱分析更容易理解，而且非常实用，因此本书首先在第 2 章介绍了如何 使用频谱分析仪进行信号的频谱分析。 为了正确地从时域变换到频域，理论上必须涉及信号在整个时间范围、即在正负无 穷大的范围内的各时刻的值，不过在实际测量时我们通常只取一段有限的时间长度。按 照傅立叶变换理论，信号同样也可以从频域变换到时域，当然，这涉及理论上在正负无 穷大的频率范围内对信号的所有频谱分量值作出估计。实际上，在有限带宽内进行的测 量获取了信号的大部分能量，其结果是令人满意的。在对频域数据进行傅立叶变换时， 各个频谱分量的相位也成为至关重要的参数。例如，在把方波变换到频域时如果不保存 相位信息，再变换回来的波形可能就是锯齿波了。什么是频谱?那么，在上述讨论中什么是频谱呢? 正确的回答是: 频谱是一组正弦波，经适当组合 后，形成被考察的时域信号。图 1-1 显示了一个复合信号的波形。假定我们希望看到的 是正弦波，但显然图示信号并不是纯粹的正弦形，而仅靠观察又很难确定其中的原因。 图 1-2 同时在时域和频域显示了这个复合信号。频域图形描绘了频谱中每个正弦波的幅度 随频率的变化情况。如图所示，在这种情况下，信号频谱正好由两个正弦波组成。现在 我们便知道了为何原始信号不是纯正弦波，因为它还包含第二个正弦分量，在这种情况 下是二次谐波。3第1章 引论既然如此，时域测量是否过时了呢? 答案是否定的。时域测量能够更好的适用于某些 测量场合，而且有些测量也只能在时域中进行。例如纯时域测量中所包括的脉冲上升和 下降时间、过冲和振铃等。图 1-2. 信号的时域和频域关系为什么要测量频谱?频域测量同样也有它的长处。如我们已经在图 1-1 和 1-2 看到的，频域测量更适于确 定信号的谐波分量。在无线通信领域，人们非常关心带外辐射和杂散辐射。例如在蜂窝 通信系统中，必须检查载波信号的谐波成分，以防止对其它有着相同工作频率与谐波的 通信系统产生干扰。工程师和技术人员对调制到载波上的信息的失真也非常关心。三阶 交调 (复合信号的两个不同频谱分量互相调制) 产生的干扰相当严重，因为其失真分量可 能直接落入分析带宽之内而无法滤除。 频谱监测是频域测量的又一重要领域。政府管理机构对各种各样的无线业务分配不 同的频段，例如广播电视、无线通信、移动通信、警务和应急通信等其它业务。保证不 同业务工作在其被分配的信道带宽内是至关重要的，通常要求发射机和其它辐射设备应 工作于紧邻的频段。在这些通信系统中，针对功率放大器和其它模块的一项重要测量是 检测溢出到邻近信道的信号能量以及由此所引起的干扰。4第1章 引论电磁干扰 (EMI) 是用来研究来自不同发射设备的有意或无意的无用辐射。在此我们 关心的问题是，无论是辐射还是传导 (通过电力线或其它互导连线产生)，其引起的干扰 都可能影响其它系统的正常运行。根据由政府机构或行业标准制定的有关条例，几乎 任何从事电气或电子产品设计制造的人员都必须对辐射电平与频率的关系进行测试。 图 1-3 至 1-6 列举了这类测量应用的几个例子。图 1-3. 发射机的谐波失真测试图 1-4. GSM 无线信号和显示出无用辐射的极限值的频谱辐射模板5第1章 引论图 1-5. 射频功率放大器的双音测试图 1-6. EMI 测试中对照 CISPR11 限制值的信号辐射测量结果6第1章 引论测量类型 常见的频谱分析测量包括频率和功率、调制、失真和噪声测量。了解信号的频谱成 分是非常重要的，对于有限带宽的系统更是如此。发射功率是另一项重要的测量内容。 发射功率过低，信号将不能到达通信的另一端; 发射功率过高，会使电池消耗过快、容易 产生失真、引起过高的工作温度。 调制质量的测量对于确保系统的正常工作和信息的正确传送也非常重要。通用的 模拟调制测量包括调制深度、边带幅度、调制质量和占用带宽等。数字调制测量包括误 差矢量幅度 (EVM)、IQ 不平衡、相位误差随时间的变化等许多测量内容。要详细了解这 些测量应用，请阅读应用指南 Application Note150-15，矢量信号分析基础 (英文版出版号 EN)。 通信系统中发射机和接收机的失真测量同样很重要。发射机输出端过多的谐波失 真会对其它频带的系统产生干扰。接收机的前置放大器必须消除互调干扰以避免信号串 扰。例如有线电视载波信号的互调干扰会影响同一电缆中的其它频道。常见的失真测量 包括互调失真、谐波失真和杂散辐射。 我们经常需要对噪声进行测量。任何有源电路或器件都会产生额外噪声。通过测量 噪声系数和信噪比 (SNR) 能够描述设备的性能及其对整个系统性能的影响。 频谱分析仪种类 除了本指南中重点讨论的扫描调谐超外差式频谱分析仪外，还存在其它几种频谱分 析仪结构。其中最重要的非超外差式频谱分析仪是傅立叶频谱分析仪: 它将时域信号数字 化以后用数字信号处理技术对其做快速傅立叶变换 (FFT) ，最后在频域中显示信号。 FFT 方法的一个优点是能够捕获单脉冲信号，另一个优点是还能测量信号的相位和幅度。然 而，傅立叶分析仪与超外差式频谱分析仪相比，特别是在频率范围、灵敏度和动态范围 等方面还有某些局限性。傅立叶频谱分析仪通常用于 40 MHz 以下的基带信号分析。7第1章 引论矢量信号分析仪 (VSA) 也像傅立叶分析仪那样对时域信号进行数字化，但它在数字化 之前通过下变频器将功能扩展到了射频频率范围。它们能够支持快速、高分辨率的频谱 测量、解调分析和高级时域分析，特别适于用来测量诸如脉冲信号、瞬态信号或调制信 号等这些在通信、视频、广播、声波导航和超声波成像等系统中使用的复杂信号。 虽然我们将频谱分析仪和矢量信号分析仪定义为截然不同的类型，但数字技术和数 字信号处理技术的发展使它们之间的差异日渐缩小。关键的差别在于信号是在哪一步被 数字化的。最初数字转换器工作频率被限制在几十 kHz，只能对频谱分析仪中的视频 (基 带) 信号进行数字化，而视频信号不携带相位信息，因此只能显示信号的幅值。但即使是 这样有限的数字技术的应用，也同样促进了技术进步: 缓慢扫描的无抖动显示、显示信息 的标记、不同的平均方式以及可将数据输出至计算机和打印机等。 由于人们要分析的信号变得越来越复杂，所以最新的频谱分析仪包含了许多以往只 在傅立叶分析仪和矢量信号分析仪中才有的诸多矢量信号分析功能。它们可以在靠近仪 器输入端实现信号数字化，也可以在某个放大器或某些下变频器之后进行。在这种情况 下，信号的幅度和相应的相位信息都被保留下来。除了这些优点之外，这些新一代的频 谱分析仪还能实现真正的矢量测量。决定其性能的因素包括: 分析仪自身固件的数字信号 处理功能，以及附加的软件功能，如多种内置或外置的测量选件 (比如可运行在与频谱仪 相连的计算机上的 VSA 软件)。图 1-7 显示了利用内置测量选件进行调制质量分析的一个例 子。注意: 一个QPSK (相移键控) 的符号显示为一群位置接近的点，而不只是一个单点，这 表明被测信号在调制时产生了误差。图 1-7. 用频谱分析仪测量的 QPSK 信号的调制质量8第2章频谱分析仪原理第2章 频谱分析仪原理本章将重点介绍频谱分析仪工作的基本原理。虽然今天的技术使得数字实现替代许 多模拟电路成为可能，但是从经典的频谱分析仪结构开始了解仍然非常有好处。在后面 几章中，我们将探讨数字电路赋予频谱仪的功能及优势。第 3 章会讨论现代频谱仪中所使 用的数字架构。图 2-1. 典型超外差频谱分析仪的结构框图图 2-1 是一个超外差频谱分析仪的简化框图。“外差”是指混频，即对频率进行转 换，而“超”则是指超音频频率或高于音频的频率范围。从图中我们看到，输入信号先 经过一个衰减器，再经低通滤波器 (稍后会看到为何在此处放置滤波器) 到达混频器，然 后与来自本振 (LO) 的信号相混频。由于混频器是非线性器件，其输出除了包含两个原始 信号之外，还包含它们的谐波以及原始信号与其谐波的和信号与差信号。若任何一个 混频信号落在中频 (IF) 滤波器的通带内，它都会被进一步处理 (被放大可能还有按对数压 缩)。重要的处理过程有包络检波、数字化以及显示。斜坡发生器在屏幕上产生从左到右 的水平移动，同时它还对本振进行调谐，使本振频率的变化与斜坡电压成正比。 如果你熟悉接收普通调幅 (AM) 广播信号的超外差调幅收音机，你一定会发现它的结 构与图 2-1 所示框图极为相似。差别在于频谱分析仪的输出是屏幕而不是扬声器，且其本 振调谐是电子调谐而不是靠前面板旋钮调谐。10第2章 频谱分析仪原理既然频谱分析仪的输出是屏幕上的 X-Y 轨迹，那么让我们来看看从中能获得什么信 息。显示被映射在由 10 个水平网格和 10 个垂直网格组成的刻度盘上。横轴表示频率，其 刻度值从左到右线性增加。频率设置通常分为两步: 先通过中心频率控制将频率调节到刻 度盘的中心线上，然后通过频率扫宽控制再调节横跨 10 个网格的频率范围。这两个控制 是相互独立的，所以改变中心频率时，扫宽并不改变。还有，我们可以采用设置起始频 率和终止频率的方式来代替设置中心频率和扫宽的方式。不管是哪种情况，我们都能确 定任意被显示信号的绝对频率和任何两个信号之间的相对频率差。 纵轴刻度按幅度大小划分。可以选用以电压定标的线性刻度或以分贝 (dB) 定标 的对数刻度。对数刻度比线性刻度更经常使用，因为它能反映出更大的数值范围。对 数刻度能同时显示幅度相差 70 ~ 100 dB ( 电压比为 3200 ~ 100,000 或功率比为 10,000,000 ~ 10,000,000,000) 的信号，而线性刻度则只能用于幅度差不大于 20 ~ 30 dB (电压比 10 ~ 32) 的信 号。在这两种情况下，我们都会运用校准技术1给出刻度盘上最高一行的电平即参考电平 的绝对值，并根据每个小格所对应的比例来确定刻度盘上其它位置的值。这样，我们既 能测量信号的绝对值，也能测量任意两个信号的相对幅度差。 屏幕上会注释出频率和幅度的刻度值。图 2-2 是一个典型的频谱分析仪的显示。现在 让我们将注意力再回到图 2-1 上。图 2-2. 参数已设定的典型频谱分析仪显示图1. 参见第 4 章“幅度和频率精度”。11第2章 频谱分析仪原理射频输入衰减器分析仪的第一部分是射频输入衰减器。它的作用是保证信号在输入混频器时处在合 适的电平上，从而防止发生过载、增益压缩和失真。由于衰减器是频谱仪的一种保护电 路，所以它通常是基于参考电平值而自动设置，不过也能以 10 dB、5 dB、2 dB 甚至 1 dB 的 步进来手动选择衰减值。下图所示是一个以 2 dB 为步进量、最大衰减值为 70 dB 的衰减器 电路的例子。其中隔直电容是用来防止分析仪因直流信号或信号的直流偏置而被损坏， 不过它会对低频信号产生衰减，并使一些频谱仪的最低可用起始频率增加至 100 Hz，有的 甚至到 9 kHz。 在有些分析仪中，连接了一个幅度参考信号，像图 2-3 那样，它提供了一个有精确频 率和幅度的信号，使用于分析仪周期性的自我校准上。图 2-3. 射频输入衰减器电路低通滤波器或预选器低通滤波器的作用是阻止高频信号到达混频器。这样防止带外信号与本振相混频在 中频产生多余的频率响应。微波频谱分析仪用预选器代替了低通滤波器，预选器是一种 可调滤波器，能够滤掉我们所关心的频率以外的其它频率上的信号。在第 7 章里，我们将 详细介绍对输入信号进行过滤的目的和方法。12第2章 频谱分析仪原理分析仪调谐我们需要知道怎样将频谱仪调谐至我们所希望的频率范围。调谐取决于中频滤波 器的中心频率、本振的频率范围和允许外界到达混频器 (允许通过低通滤波器) 的频率范 围。从混频器输出的所有信号分量中，有两个具有最大幅度的信号是我们最想得到的， 它们是由本振与输入信号之和以及本振与输入信号之差所产生的信号分量。如果我们能 使想观察的信号比本振频率高或低一个中频，则所希望的混频分量就会落入中频滤波器 的通带之内，随后会被检波并在屏幕上产生幅度响应。 为了使分析仪调谐至所需的频谱范围，我们需要选择合适的本振频率和中频。假定 要求的调谐范围是 0 ~ 3 GHz，接下来需要选择中频频率。如果选择中频为 1 GHz，这个频 率处在所需的调谐范围内。我们假设有一个 1 GHz 的输入信号，又由于混频器的输出包含 原始输入信号，那么来自于混频器的 1 GHz 的输入信号将在中频处有恒定的输出。所以不 管本振如何调谐，1 GHz 的信号都将通过系统，并在屏幕上给出恒定的幅度响应。其结果 是在频率调谐范围内形成一个无法进行测量的空白区域，因为在这一区域的信号幅度响 应独立于本振频率。所以不能选择 1 GHz 的中频。也就是说，中频频率不能处于所考察的 频段内。 因此我们在比调谐频段更高的频率上选择中频。安捷伦调谐至 3 GHz 的频谱分析仪， 所选的中频频率约为 3.9 GHz。现在我们想从 0 Hz (由于这种结构的仪器不能观察到 0 Hz 信 号，故实际上是从某个低频) 调谐到 3 GHz。选择本振频率从中频开始 (LO - IF = 0 Hz) 并向上 调谐至高于中频 3 GHz，则 LO-IF 的混频分量就能够覆盖所要求的调谐范围。运用这个原 理，可以建立如下调谐方程: fsig = fLO - fIF 式中，fsig = 信号频率，fLO = 本振频率，fIF = 中频 (IF)。 如果想要确定分析仪调谐到低频、中频或高频信号 (比如 1 kHz、1.5 GHz 或 3 GHz) 所需 的本振频率，首先要变换调谐方程得到 fLO: fLO = fsig + fIF13第2章 频谱分析仪原理然后代入信号和中频频率 2: fLO = 1 kHz + 3.9 GHz = 3.900001 GHz fLO = 1.5 GHz + 3.9 GHz = 5.4 GHz fLO = 3 GHz + 3.9 GHz = 6.9 GHz 图 2-4 举例说明了分析仪的调谐过程。图中，fLO并未高到使 fLO -fsig 混频分量落入 IF 通 带内，故在显示器上没有响应。但是，如果调整斜坡发生器使本振调谐到更高频率，则 混频分量在斜坡 (扫描) 的某点上将落入 IF 通带内，我们将看到显示器上出现响应。图 2-4. 为了在显示屏上产生响应, 本振必须调谐到 fsig + fIF由于斜坡发生器能同时控制显示器上迹线的水平位置和本振频率，因此可以根据输 入信号的频率来校准显示器的横轴。 我们还未完全解决调谐问题。如果输入信号频率是 8.2 GHz，会发生什么情况呢? 当本 振调谐在 3.9 ~ 7.0 GHz 的范围时，在它到达远离 8.2 GHz 输入信号的中频 (4.3 GHz) 时，会得 到一个频率与中频频率相等的混频分量，并在显示器上生成响应。换句话说，调谐方程 很容易地成为: fsig = fLO + fIF2. 为简单起见, 文中采用的是四舍五入的频率值, 精确值显示在图中。14第2章 频谱分析仪原理这个式子表明图 2-1 的结构也能得到 7.8 ~ 10.9 GHz 的调谐范围，但前提是允许此范 围内的信号到达混频器。图 2-1 中输入端低通滤波器的作用就是阻止这些高频信号到达 混频器。如前所述，我们还要求中频信号本身不会到达混频器，那么低通滤波器必须能 对 3.9 GHz 以及 7.8 ~ 10.9 GHz 范围内的信号进行有效的衰减。 总之，可以认为对于单频段射频频谱分析仪，选择的中频频率应高于调谐范围的最 高频率，使本振可以从中频调谐至调谐范围的上限频率加上中频，同时在混频器前端放 置低通滤波器来滤除 IF 以下的频率。 为了分辨频率上非常接近的信号 (见稍后的“信号分辨”一节)，有些频谱仪的中频 带宽窄至 1 kHz，有些达到 10 Hz 甚至 1 Hz。这样的窄带滤波器很难在 3.9 GHz 的中心频率上 实现，因此必须增加另外的混频级 (一般为 2 ~ 4 级) 来把第一中频下变频到最后的中频。 图 2-5 是一种基于典型频谱分析仪结构的中频变换链。对应的完整的调谐方程为: fsig = fLO1 - (fLO2 + fLO3 + ffinal IF) 而 fLO2 + fLO3 + ffinal IF = 3.6 GHz + 300 MHz + 21.4 MHz = 3.9214 GHz 即为第一中频图 2-5. 大多数频谱分析仪使用 2 ~ 4 个混频步骤以达到最后的中频15第2章 频谱分析仪原理可以看出它与仅仅使用一个中频的简化调谐方程是一样的结果。虽然框图中只画出 了无源滤波器，但实际还有中频的放大。基于频谱仪自身的设计，最终的中频结构可能 还包括对数放大器或模数转换器等其它器件。 大多数射频频谱分析仪都允许本振频率和第一中频一样低，甚至更低。由于本振和 混频器的中频端口间的距离有限，故本振信号也会出现在混频器输出端。当本振频率等 于中频时，本振信号自身也被系统处理并在显示器上出现响应，就像输入了一个 0 Hz 的 信号一样。这种响应称为本振馈通，它会掩盖低频信号。所以并不是所有的频谱仪的显 示范围都能包含 0 Hz。中频增益再看图 2-1，结构框图的下一个部分是一个可变增益放大器。它用来调节信号在显示 器上的垂直位置而不会影响信号在混频器输入端的电平。当中频增益改变时，参考电平 值会相应的变化以保持所显示信号指示值的正确性。通常，我们希望在调节输入衰减时 参考电平保持不变，所以射频输入衰减器和中频增益是联动的。在输入衰减改变时中频 增益会自动调整来抵消输入衰减变化所产生的影响，从而使信号在显示器上的位置保持 不变。信号分辨中频增益放大器之后，就是由模拟和/或数字分辨率带宽 (RBW) 滤波器组成的中频 部分。16第2章 频谱分析仪原理模拟滤波器频率分辨率是频谱分析仪明确分离出两个正弦输入信号响应的能力。傅立叶理论告 诉我们正弦信号只在单点频率处有能量，好像我们不应该有什么分辨率问题。两个信号 无论在频率上多么接近，似乎都应在显示器上表现为两条线。但是超外差接收机的显示 器上所呈现的信号响应是具有一定宽度的。混频器的输出包括两个原始信号 (输入信号和 本振) 以及它们的和与差。中频由带通滤波器决定，此带通滤波器会选出所需的混频分量 并抑制所有其它信号。由于输入信号是固定的，而本振是扫频的，故混频器的输出也是 扫频的。若某个混频分量恰好扫过中频，带通滤波器的特性曲线就会在显示器上被描绘 出来，如图 2-6 所示。该链路中最窄的滤波器带宽决定了总显示带宽。在图 2-5 所示结构 中，该滤波器具有 21.4 MHz 的中频。图 2-6. 当混频分量扫过 IF 滤波器显示器上描绘出滤波器的特性曲线因此，两个输入信号频率必须间隔足够远，否则它们所形成的迹线会在顶部重叠， 看起来像是只有一个响应。所幸的是，频谱分析仪中的分辨率 (IF) 滤波器可调，所以通常 能找到一个带宽足够窄的滤波器来分离频率间隔很近的信号。 安捷伦频谱仪的技术指标使用可用的 IF 滤波器的 3 dB 带宽来描述频谱仪分辨信号的 能力。这些数据告诉我们两个等幅正弦波相距多近时还能依然被分辨。这时由信号产生 的两个响应曲线的峰值处有 3 dB 的凹陷，如图 2-7 所示，两个信号可以被分辨。当然这两 个信号还可以再近一些直到它们的迹线完全重叠，但通常以 3 dB 带宽作为分辨两个等幅 信号的经验值3。3. 如果采用 normal (rosenfell) 检波模式 (见本章后面的“检波类型”), 需要使用足够的视频滤波平滑信号轨迹, 否则因两个信号相互作用就会有 拖尾现象。虽然拖尾的轨迹指出了存在不止一个信号, 但是很难测定每路信号的幅度。默认检波模式是正峰值检波的频谱仪可能显示不出 拖尾效应, 可以通过选择取样检波模式来进行观察。17第2章 频谱分析仪原理图 2-7. 间距等于所选 IF 滤波器 3 dB 带宽的两个等幅正弦信号能够被分辨我们碰到更多的情况是不等幅正弦波。有可能较小的正弦波被较大信号响应曲线的 边带所淹没。这种现象如图 2-8 所示。顶部的轨迹线看起来是一个信号，但实际上它包含 两个: 一个频率为 300 MHz (0 dBm)，另一个频率为 300.005 MHz (-30 dBm)。在去除 300 MHz 的 信号后，较小的信号才会显示出来。图 2-8. 低电平信号被淹没在较大信号响应曲线的边带里18第2章 频谱分析仪原理分辨率滤波器的另一个技术指标是带宽选择性 (也称选择性或形状因子)。带宽选择 性决定了频谱仪分辨不等幅正弦信号的能力。安捷伦频谱分析仪的带宽选择性通常指定 为 60 dB 带宽与 3 dB 带宽之比，如图 2-9 所示。安捷伦分析仪中的模拟滤波器具有 4 个极 点，采用同频调谐式设计，其特性曲线形状类似高斯分布4。这种滤波器的带宽选择性约 为 12.7:1。图 2-9. 带宽选择性: 60 dB 带宽与 3 dB 带宽之比那么，假定带宽选择性是 12.7:1，若要分辨频率相差 4 kHz、幅度相差 30 dB 的两个信 号，应如何选择分辨率带宽呢? 由于我们关心的是当分析仪调谐至较小信号时对较大信号 的抑制情况，因此不需要考虑整个带宽，而只需考虑从滤波器中心频率到边缘的频率范 围。为确定在给定频偏时滤波器边带下降了多少，使用如下方程: 其中，H (?f) 为滤波器边缘的下降 (单位为 dB) N 是滤波器极点的个数 ?f 是相对中心频率的频率偏移量 (单位为 Hz) f0 = RBW 2 21/N - 1在上述假设下，N = 4，?f = 4000。下面我们用 3 kHz 带宽来试一下。首先计算f0: f0 = 3000 =
21/4 - 14. 一些老式频谱分析仪对于最窄的分辨带宽滤波器采用 5 个极点从而改善带宽选择性至 10:1。新型分析仪通过使用数字 IF 滤波器可以达到更 好的带宽选择性。19第2章 频谱分析仪原理则在 4 kHz 偏移处，滤波器的边缘下降为: H (4000) = -10log10 [()2 + 1] = 14.8 dB 这种情况将无法看到较小信号。改用带宽为 1 kHz 的滤波器，可得 f0 = 1000 =
21/4 - 1于是计算滤波器的边缘下降为: H (4000) = -10 (4) log10 [()2 + 1] = -44.7 dB 因而，1 kHz 的分辨率带宽能够分辨出这个小信号，如图 2-10 所示。图 2-10. 带宽为 3 kHz (上方轨迹线) 不能分辨出较小信号, 带宽减小到 1 kHz (下方轨迹线) 时则能分辨数字滤波器一些频谱分析仪使用数字技术实现分辨率带宽滤波器。数字滤波器有很多优点，例 如它能极大地改善滤波器的带宽选择性。安捷伦公司的 PSA 系列和 X 系列分析仪实现了分 辨率带宽滤波器的全部数字化。另外像安捷伦 ESA-E 系列频谱仪，采用的是混合结构: 带 宽较大时采用模拟滤波器，带宽小于等于 300 Hz 时采用数字滤波器。有关数字滤波器的更 多内容参考第 3 章。20第2章 频谱分析仪原理残余调频滤波器的分辨率带宽并不是影响频谱分析仪分辨率的唯一因素。分析仪中本振 (尤其 是第一本振) 的稳定度也会影响分辨率。第一本振一般是 YIG 调谐振荡器 (在 3 ~ 7 GHz 范围 内调谐)。在早期的频谱仪设计里，这类振荡器具有 1 kHz 或更大的残余调频。这种不稳定 性传递给由本振和输入信号所生成的混频分量，并且很难确定它的来源是输入信号还是 本振。 频谱仪的最小分辨率带宽至少部分地由第一本振的稳定度决定。未采用改善 YIG 振荡 器固有残余调频措施的频谱分析仪通常具有 1 kHz 的最小分辨带宽，不过现代分析仪已经 极大的改善了残余调频。比如安捷伦 PSA 系列频谱仪具有 1 ~ 4 Hz 的残余调频，这使得分 辨率带宽可以减小至 1 Hz。因此，分析仪上出现的任何不稳定性都是由输入信号造成的。相位噪声虽然我们看不到频谱分析仪本振系统的实际频率抖动，但仍能观察到本振频率或相 位不稳定性的明显表征，这就是相位噪声 (有时也叫噪声边带)。没有一种振荡器是绝对稳 定的，它们都在某种程度上受到随机噪声的频率或相位调制的影响。如前所述，本振的 任何不稳定性都会传递给由本振和输入信号所形成的混频分量，因此本振相位噪声的调 制边带会出现在幅度远大于系统底噪的那些频谱分量周围 (图 2-11)。显示的频谱分量和相 位噪声之间的幅度差随本振稳定度而变化，本振越稳定，相位噪声越小。它也随分辨率 带宽而变，若将分辨率带宽缩小 10 倍，显示相位噪声电平将减小 10 dB5。图 2-11. 只有当信号电平远大于系统底噪时, 才会显示出相位噪声5. 对宽带底噪 (或任何宽带噪声信号) 都有这种效果。参见第 5 章“灵敏度和噪声”。21第2章 频谱分析仪原理相位噪声频谱的形状与分析仪的设计，尤其是用来稳定本振的锁相环结构有关。在 某些分析仪中，相位噪声在稳定环路的带宽中相对平坦，而在另一些分析仪中，相位噪 声会随着信号的频偏而下降。相位噪声采用 dBc (相对于载波的 dB 数) 为单位，并归一化 至 1 Hz 噪声功率带宽。有时在特定的频偏上指定，或者用一条曲线来表示一个频偏范围 内的相位噪声特性。 通常，我们只能在分辨率带宽较窄时观察到频谱仪的相位噪声，此时相位噪声使 这些滤波器的响应曲线边缘变得模糊。使用前面介绍过的数字滤波器也不能改变这种效 果。对于分辨率带宽较宽的滤波器，相位噪声被掩埋在滤波器响应曲线的边带之下，正 如之前讨论过的两个非等幅正弦波的情况。 一些现代频谱仪允许用户选择不同的本振稳定度模式使得在各种不同的测量环境下 都能具备最佳的相位噪声。例如，安捷伦分析仪提供的 3 种模式:●距载波频偏小于 50 kHz 时的相位噪声优化 在此模式下，载波附近的本振相位噪声被优化，而 50 kHz 之外的相位噪声不具备最优特性。 距载波频偏大于 50 kHz 时的相位噪声优化 这种模式优化距载波频偏大于 50 Hz (尤其是 70 ~ 300 Hz) 处的相位噪声。较近频偏处的相 位噪声作折衷处理，并且测量能力下降。●●优化本振用于快速调谐 当选择这种模式，本振的行为将折衷所有距载波频偏小于 2 MHz 范围内的相位噪声。 这样在改变中心频率或扫宽时允许在最短的测量时间内保证最大的测量能力。22第2章 频谱分析仪原理PSA 频谱分析仪的相位噪声优化还可以设为自动模式，这时频谱仪会根据不同的 测量环境来设置仪器使其具有最佳的速度和动态范围。当扫宽 ≥ 10.5 MHz 或分辨率带宽 (RBW) ≥ 200 kHz 时，PSA 会选择快速调谐模式。当扫宽大于 141.4 kHz、且 RBW 大于 9.1 kHz 时，自动模式在频偏大于 50 kHz 的相位噪声最佳。 在其它情况下，频谱分析仪优化频偏 小于50kHz的相位噪声。图 2-12a 显示了这三种不同的模式。图 2-12a. 相位噪声在不同测量环境下的优化图 2-12b. 距载波频偏为 50 kHz 处的详细显示23第2章 频谱分析仪原理在任何情况下，相位噪声都是频谱仪分辨不等幅信号能力的最终限制因素。如 图 2-13所示，根据 3 dB 带宽和选择性理论我们应该能够分辨出这两个信号，但结果是相位 噪声掩盖了较小的信号。图 2-13. 相位噪声阻碍了对非等幅信号的分辨扫描时间模拟分辨率滤波器如果把分辨率作为评价频谱仪的唯一标准，似乎将频谱仪的分辨率 (IF) 滤波器设计得 尽可能窄就可以了。然而，分辨率会影响扫描时间，而我们又非常注重扫描时间。因为 它直接影响完成一次测量所需的时间。 考虑分辨率的原因是由于中频滤波器是带限电路，需要有限的时间来充电和放电。 如果混频分量扫过滤波器的速度过快，便会造成如图 2-14 所示的显示幅度的丢失 (关于处 理中频响应时间的其它方法，见本章后面所述的“包络检波器”)。如果我们考虑混频分 量停留在中频滤波器通带内的时间，则这个时间与带宽成正比，与单位时间内的扫描 (Hz) 成反比，即: 通带内的时间 = 其中，RBW = 分辨率带宽 ST = 扫描时间 RBW (RBW) (ST) = Span/ST Span24第2章 频谱分析仪原理图 2-14. 扫描过快引起显示幅度的下降和所指定频率的偏移另一方面，滤波器的上升时间又与其带宽成反比，如果我们引入比例常数 k，则有: k 上升时间 = RBW 若使前面讨论的这两个时间相等，并求解扫描时间，得到 k (RBW) (ST) = RBW Span ST = k (Span) RBW 2安捷伦许多频谱仪中所采用的同步调谐式准高斯滤波器的 k 值在 2 ~ 3 之间。我们得出 的重要结论是: 分辨率的变化对扫描时间有重大影响。大多数安捷伦频谱仪都能按 1、3、 10 的规律或大致等于 10 的平方根的比率提供步进值。所以，当分辨率每改变一档，扫描 时间会受到约 10 倍的影响。许多安捷伦频谱分析仪提供的带宽间隔可达 10%，以实现扫 宽、分辨率和扫描时间三者更好的折衷。 频谱分析仪一般会根据扫宽和分辨率带宽的设置自动调整扫描时间，通过调节扫 描时间来维持一个被校准的显示。如果所要求的扫描时间比提供的最大可用扫描时间还 长，频谱仪会在网格线右上方显示“Meas Uncal”以表示显示未经校准。必要时，我们可 以不使用自动调节而采用手动方式设定扫描时间。25第2章 频谱分析仪原理数字分辨率滤波器安捷伦频谱分析仪中所使用的数字分辨率滤波器对扫描时间的影响与之前所述的 模拟滤波器不同。对于扫描分析，利用数字技术实现的滤波器的扫描速度提高至原来 的 2 ~ 4 倍，而基于 FFT 算法的数字滤波器则表现出比这更好的性能。产生这种改进的原 因是信号会在多个频域块上同时被处理。例如，如果频率范围为 1 kHz ，那么当我们选 择 10 Hz 的分辨率带宽时，分析仪实际上是在 1 kHz 单元中通过 100 个相邻的 10 Hz 滤波器同 时处理数据。如果数字处理的速度能达到瞬时，那么可以预期扫描时间将缩短 100 倍。实 际上缩减的程度要小些，但仍然非常有意义。关于数字处理技术的更多优势参见第 3 章。包络检波器6通常频谱分析仪会使用包络检波器将中频信号转换为视频信号7。最简单的包络检波 器由二极管、负载电阻和低通滤波器组成，如图 2-15 所示。示例中的中频链路输出信号 (一个幅度调制的正弦波) 被送至检波器，检波器的输出响应随中频信号的包络而变化，而 不是中频正弦波本身的瞬时值。图 2-15. 包络检波器对大多数测量来说，我们选择足够窄的分辨率带宽来分辨输入信号的各个频谱分 量。如果本振频率固定，频谱仪则调谐到信号的其中一个频谱分量上，那么中频输出就 是一个恒定峰值的稳定正弦波。于是包络检波器的输出将是一个恒定 (直流) 电压，并没 有需要检波器来跟踪的变化。6. 包络检波器不应与显示检波器混淆，见本章后面的“检波器类型”。更多关于包络检波器的内容可以参考安捷伦应用指南 AN1303:“频谱 分析仪测量和噪声”，文献号 E。 7. 一种频率范围从零 (直流) 到由电路元件决定的某个较高频率的信号。频谱仪早期的模拟显示技术用这种信号直接驱动 CRT 的垂直偏转， 因此被称为视频信号。26第2章 频谱分析仪原理不过，有些时候我们会故意使分辨率带宽足够宽以包含两个或更多的频谱分量，而 有些场合则别无选择因为这些频谱分量之间的频率间隔比最窄的分辨率带宽还要小。假 设通带内只含两个频谱分量，则两个正弦波会相互影响而形成拍音，如图 2-16 所示，中 频信号的包络会随着两个正弦波间的相位变化而变化。图 2-16. 包络检波器的输出随中频信号的峰值而变化分辨率 (中频) 滤波器的带宽决定了中频信号包络变化的最大速率。该带宽决定了两 个输入正弦波之间有多大的频率间隔从而在经混频后能够同时落在滤波器通带内。假设 末级中频为 21.4 MHz ，带宽为 100 kHz ，那么两个间隔 100 kHz 的输入信号会产生 21.35 和 21.45 MHz 的混频分量，因而满足上述标准，如图 2-16 所示。检波器必须能够跟踪由这两 个信号所引起的包络变化，而不是 21.4 MHz 中频信号本身的包络。 包络检波器使频谱分析仪成为一个电压表。让我们再次考虑上述中频通带内同时有 两个等幅信号的情况，功率计所指示的电平值会比任何一个信号都要高 3 dB，也就是两个 信号的总功率。假定两个信号靠得足够近，以致分析仪调谐至它们中间时由于滤波器的 频响跌落8 而引起的衰减可以忽略不计，那么分析仪的显示将在任一信号电平 2 倍的电压 值 (大于 6 dB) 与 0 (在对数刻度下为负无穷大) 之间变化。记住这两个信号是不同频率的正 弦信号 (矢量)，所以它们彼此之间的相位也在不断变化，有些时刻刚好同相，幅值相加， 而有些时刻又刚好反相，则幅值相减。8. 对于这里所讨论的内容, 我们假设滤波器具有理想的矩形特性。27第2章 频谱分析仪原理因此，包络检波器根据来自中频链路的信号峰值 (而不是瞬时值) 的变化而改变，导 致信号相位的丢失，这将电压表的特性赋予了频谱分析仪。 数字技术实现的分辨率带宽滤波器不包括模拟的包络检波器，而是用数字处理计算 出 I、Q 两路数据平方和的方根，这在数值上与包络检波器的输出相同。关于数字结构的 更多内容参见第 3 章。显示直到 20 世纪 70 年代中期，频谱分析仪的显示方式还是纯模拟的。显示的轨迹呈现连 续变化的信号包络，且没有信息丢失。但是模拟显示有着自身的缺点，主要的问题是处 理窄分辨率带宽时所要求的扫描时间很长。在极端情况下，显示轨迹会变成一个缓慢移 动的通过阴极射线显像管 (CRT) 的光点，而显示器上没有实际的轨迹。所以，长扫描时间 使显示变得没有意义。 安捷伦科技 (当时是 HP 的一部分) 率先提出了一种可变持续存储的 CRT，能在它上面 调节显示信息的消退速率。如果调节适当，那么在旧轨迹刚刚消失的时刻新的轨迹恰好 出现以更新显示。这种显示是连续、无闪烁的，而且避免了轨迹重叠带来的混淆。它的 效果相当好，但是针对每个新的测量状态需要重新调整亮度和消退速度。20 世纪 70 年代 中期，数字电路发展起来，它很快被用于频谱分析仪中。一旦一条轨迹被数字化并存入 存储器后，便永久地用于显示。在不使图像变得模糊或变淡的前提下，以无闪烁的速率 来刷新显示变得简单。存储器中的数据以扫描速率进行刷新，又由于存储器的内容是无 闪烁地写到显示器上，故可以随频谱仪扫过其选定的频率间隔时一起进行刷新，就如同 模拟系统所能做到的一样。28第2章 频谱分析仪原理检波器类型采用数字显示，我们需要确定对每个显示数据点，应该用什么样的值来代表。无论 我们在显示器上使用多少个数据点，每个数据点必须能代表某个频率范围或某段时间间 隔 (尽管在讨论频谱分析仪时通常并不会用时间) 内出现的信号。图 2-17. 对模拟信号进行数字化时, 每个点应显示什么样的值?这个过程好似先将某个时间间隔的数据都放到一个信号收集单元 (bucket数据桶) 内， 然后运用某一种必要的数学运算从这个数据桶中取出我们想要的信息比特。随后这些数 据被放入存储器再被写到显示器上。这种方法提供了很大的灵活性，这里我们将要讨论 6 种不同类型的显示检波器。 在图 2-18 中，每个信号收集单元内包含由以下式子决定的扫宽和时间帧的数据: 频域: 信号收集单元的宽度 = span/(轨迹点数 - 1) 时域: 信号收集单元的宽度 = 扫描时间/( 轨迹点数 - 1) 不同仪器的采样速率不同，但减小扫宽和/或增加扫描时间能够获得更高的精度， 因为任何一种情况都会增加信号收集单元所含的样本数。采用数字中频滤波器的分析 仪，采样速率和内插按照等价于连续时间处理来设计。29第2章 频谱分析仪原理图 2-18. 101 个轨迹点 (数据桶) 中的每个点都覆盖了 1 MHz 的频率间隔和 0.1 ms 的时间间隔“数据桶”的概念很重要，它能够帮我们区分这 6 种显示检波器类型: 取样检波 正峰值检波 (简称峰值检波) 负峰值检波 正态检波 (Normal) 平均检波 准峰值检波 前三种检波类型 (取样、峰值和负峰值) 比较容易理解，如图 2-19 中的直观表示。正 态、平均和准峰值检波要复杂一些，我们稍后进行讨论。图 2-19. 存储器中存入的轨迹点基于不同的检波器运算法则30第2章 频谱分析仪原理我们回到之前的问题 : 如何用数字技术尽可能如实地显示模拟系统 ? 我们来设想图 2-17 所描述的情况，即显示的信号只包含噪声和一个连续波 (CW) 信号。取样检波 (Sample)作为第一种方法，我们只选取每个信号收集单元的中间位置的瞬时电平值 ( 如图 2-19)，这就是取样检波模式。为使显示轨迹看起来是连续的，我们设计了一种能描绘出 各点之间矢量关系的系统。比较图 2-17 和 2-20，可以看出我们获得了一个还算合理的显 示。当然，轨迹线上的点数越多，就越能真实地再现模拟信号。不同频谱仪的可用显示 点数是不一样的，对于 PSA 系列频谱仪，频谱迹线的取样显示点数可以从最少 101 个点到 最多 8192 个点。如图 2-21 所示，增加取样点确实可使结果更接近于模拟信号。图 2-20. 取样检波模式使用 10 个点显示图 2-17 中的信号图 2-21. 增加取样点使显示结果更接近于模拟显示31第2章 频谱分析仪原理虽然这种取样检波方式能很好的体现噪声的随机性，但并不适合于分析正弦波。如 果观察一个 100 MHz 的梳状信号，分析仪的扫宽可以被设置为 0 ~ 26.5 GHz。即便使用 1001 个显示点，每个显示点代表 26.5 MHz 的频率间隔 (信号收集单元) 也远大于 5 MHz 的最大分 辨率带宽。 结果，采用取样检波模式时，只有当梳状信号的混频分量刚好处在中频的中心 处时，它的幅度才能被显示出来。图 2-22a 是一个使用取样检波的带宽为 1 MHz 、扫宽 为 5 GHz 的显示。它的梳状信号幅度应该与图 2-22b 所示 (使用峰值检波) 的实际信号基本一 致。可以得出，取样检波方式并不适用于所有信号，也不能反映显示信号的真实峰值。 当分辨率带宽小于采样间隔 (如数据桶的宽度) 时，取样检波模式会给出错误的结果。图 2-22a. 取样检波模式下的带宽为 100 MHz、扫宽为 5 GHz 的梳状信号图 2-22b. 在 500 MHz 扫宽内, 采用 (正) 峰值检波得到的实际梳状信号32第2章 频谱分析仪原理(正) 峰值检波 (Positive Peak)确保所有正弦波的真实幅度都能被记录的一种方法是显示每个数据桶内出现的最大 值，这就是正峰值检波方式，或者叫峰值检波，如图 2-22b 所示。峰值检波是许多频谱分 析仪默认的检波方式，因为无论分辨率带宽和信号收集单元的宽度之间的关系如何，它 都能保证不丢失任何正弦信号。不过，与取样检波方式不同的是，由于峰值检波只显示 每个信号收集单元内的最大值而忽略了实际的噪声随机性，所以在反映随机噪声方面并 不理想。因此，将峰值检波作为第一检波方式的频谱仪一般还提供取样检波作为补充。负峰值检波 (Negative Peak)负峰值检波方式显示的是每个信号收集单元中的最小值。大多数频谱仪都提供这种 检波方式，尽管它不像其它方式那么常用。对于 EMC 测量想要从脉冲信号中区分出 CW 信 号，负峰值检波会很有用。在本应用指南后面的内容里，我们将看到负峰值检波还能应 用于使用外部混频器进行高频测量时的信号识别。图 2-23a. 正态检波模式图 2-23b. 取样检波模式图 2-23. 测量噪声时正态检波和取样检波两种方式的比较33第2章 频谱分析仪原理正态检波(Normal)为了提供对随机噪声比峰值检波更好的直观显示并避免取样显示信号的丢失问题， 许多频谱仪还具备一种正态 (Normal) 检波模式 ( 俗称 rosenfell 9 方式 ) 。如果信号像用正峰 值和负峰值检波所确定的那样既有上升、又有下降，则该算法将这种信号归类为噪声信 号。在这种情况下，用奇数号的数据点来显示信号收集单元中的最大值，用偶数号的数 据点来显示最小值。见图 2-23 中对正态检波 (2-23a) 和取样检波 (2-13b) 的比较10。 当遇到正弦信号时会是什么情况呢? 我们知道，当混频分量经过中频滤波器时，频谱 仪的显示器上会描绘出滤波器的特性曲线。如果滤波器的曲线覆盖了许多个显示点，便 会出现下述情况: 显示信号只在混频分量接近滤波器的中心频率时才上升，也只在混频分 量远离滤波器中心频率时才下降。无论哪一种情况，正峰值和负峰值检波都能检测出单 一方向上的幅度变化，而根据正态检波算法，每个信号收集单元内的最大值被显示，如 图 2-24。 当分辨率带宽比信号收集单元窄时又会怎样呢? 这时信号在数据桶内既有上升又有 下降。如果数据桶恰好是奇数号，则一切正常，数据桶内的最大值将作为下一个数据点 直接被绘出。但是，如果数据桶是偶数号的，那么描绘出的将是数据桶内的最小值。根 据分辨率带宽和数据桶宽度的比值，最小值可能部分或完全不同于真实峰值 (我们希望显 示的值)。在数据桶宽度远大于分辨率带宽的极端情况下，数据桶内的最大值和最小值之 差将是信号峰值和噪声之间的差值，图 2-25 的示例正是如此。观察第 6 个数据桶，当前数 据桶中的峰值总是与前一个数据桶中的峰值相比较，当信号单元为奇数号时 (如第 7 个单 元) 就显示两者中的较大值。此峰值实际上发生在第 6 个信号收集单元，但在第 7 个单元 才被显示出来。9. roesnfell 并不是人名, 而是一种运算方法的描述, 用以测试在给定数据点代表的信号收集桶内的信号是上升还是下降, 有时也写成 rose ‘n’ fell。 10. 由于取样检波在测量噪声时非常有效，所以它常被用于噪声标记应用。同样在信道功率测量和邻道功率测量中需要一种检波类型可以提供 无任何倾向的结果。对没有平均检波功能的频谱仪来说，取样检波是最好的选择。34第2章 频谱分析仪原理图 2-24. 当信号收集单元内的值只增大或只减小时, 正态检波显示该单元内的最大值正态检波算法如果信号值在一个数据桶内既有上升又有下降，则偶数号数据桶将显示该单元内的 最小值 (负峰值)。并将最大值记录，然后在奇数号数据桶中将当前单元内的峰值与之前 (被记录的) 一个单元的峰值进行比较并显示两者中的较大值 (正峰值)。如果信号在一个数 据桶内只上升或者只减小，则显示峰值，如图 2-25。 这个处理过程可能引起数据点的最大值显示过于偏向右方，但此偏移量通常只占扫 宽的一个很小的百分数。一些频谱分析仪像安捷伦 PSA 系列通过调节本振的起止频率来 补偿这种潜在的影响。 另一种错误是显示峰值有两个而实际峰值只存在一个，图 2-26 显示出可能发生这种 情况的例子。使用较宽分辨率带宽并采用峰值检波时两个峰值轮廓被显示出来。 因此峰值检波最适用于从噪声中定位 CW 信号，取样检波最适用于测量噪声，而既要 观察信号又要观察噪声时采用正态检波最为合适。35第2章 频谱分析仪原理图 2-25. 正态检波算法所选择的显示轨迹点图 2-26. 正态检波显示出两个峰值而实际只存在一个36第2章 频谱分析仪原理平均检波虽然现代数字调制方案具有类噪声特性，但取样检波不能提供我们所需的所有信 息。比如在测量一个 W-CDMA 信号的信道功率时，我们需要集成信号的均方根值，这个 测量过程涉及到频谱仪一定范围内的信号收集单元的总功率，取样检波并不能提供这个 信息。 虽然一般频谱仪是在每个数据桶内多次收集幅度数据，但取样检波只保留这些数据 中的一个值而忽略其它值。而平均检波会使用该时间 (和频率) 间隔内的该数据桶内所有 数据，一旦数据被数字化并且我们知道其实现的环境，便可以将数据以多种方法处理从 而获得想要的结果。 某些频谱仪将功率 (基于电压的均方根值) 取平均的检波称为 rms (均方根) 检波。安捷 伦频谱仪的平均检波功能包括功率平均、电压平均和信号的对数平均，不同的平均类型 可以通过按键单独选择。 功率 (rms) 平均是对信号的均方根电平取平均值，这是将一个信号收集单元内所测得 的电压值取平方和再开方然后除以频谱仪输入特性阻抗 (通常为 50 Ω) 而得到。功率平均计 算出真实的平均功率，最适用于测量复杂信号的功率。 电压平均是将一个信号收集单元内测得的信号包络的线性电压值取平均。在 EMI 测试 中通常用这种方法来测量窄带信号 (这部分内容将在下一节做进一步讨论)。电压平均还可 以用来观察 AM 信号或脉冲调制信号 (如雷达信号、TDMA 发射信号) 的上升和下降情况。 对数功率 ( 视频 ) 平均是将一个信号收集单元内所测得的信号包络的对数值 ( 单位 为 dB) 取平均。它最适合用来观察正弦信号，特别是那些靠近噪声的信号11。 因此，使用功率为平均类型的平均检波方式提供的是基于 rms 电压值的真实平均功 率，而平均类型为电压的检波器则可以看作是通用的平均检波器。平均类型为对数的检 波器没有其它等效方式。11. 参见第 5 章:“灵敏度和噪声”。37第2章 频谱分析仪原理采用平均检波测量功率较取样检波有所改进。取样检波需要进行多次扫描以获取 足够的数据点来提供精确的平均功率信息。平均检波使得对信道功率的测量从某范围内 信号收集单元的求和变成代表着频谱仪某段频率的时间间隔的合成。在快速傅立叶变换 (FFT) 频谱仪12 中，用于测量信道功率的值由显示数据点的和变为了 FFT 变换点之和。在扫 频和FFT两种模式下，这种合成捕获所有可用的功率信息，而不像取样检波那样只捕获取 样点的功率信息。所以当测量时间相同时，平均检波的结果一致性更高。在扫描分析时 也可以简单地通过延长扫描时间来提高测量结果的稳定性。EMI 检波器: 平均检波和准峰值检波平均检波的一个重要应用是用于检测设备的电磁干扰 (EMI) 特性。在这种应用中，上 一节所述的电压平均方式可以测量到可能被宽带脉冲噪声所掩盖的窄带信号。在 EMI 测 试仪器中所使用的平均检波将取出待测的包络并使其通过一个带宽远小于 RBW 的低通滤 波器，此滤波器对信号的高频分量 (如噪声) 做积分 (取平均) 运算。若要在一个没有电压平 均检波功能的老式频谱分析仪中实现这种检波类型，需将频谱仪设置为线性模式并选择 一个视频滤波器，它的截止频率需小于被测信号的最小 PRF (脉冲重复频率)。 准峰值检波 (QPD) 同样也用于 EMI 测试中。 QPD 是峰值检波的一种加权形式，它的 测量值随被测信号重复速率的下降而减小。也就是，一个给定峰值幅度并且脉冲重复速 率为 10 Hz 的脉冲信号比另一个具有相同峰值幅度但脉冲重复速率为 1 kHz 的信号准峰值 要低。这种信号加权是通过带有特定充放电结构的电路和由 CISPR 13 定义的显示时间常 量来实现。 QPD 也是定量测量信号干扰因子的一种方法。设想我们正在收听某一遭受干扰的无 线电台，如果只是每隔几秒偶而听见由噪声所引起的的“辍鄙敲椿旧匣箍梢 正常收听节目，但是，如果相同幅度的干扰信号每秒出现 60 次，就无法再正常收听节 目了。12. FFT 频谱分析仪同时对多个信号收集单元的数据进行数学处理, 从而提高了测量速度。更多信息参见第 3 章。 13. CISPR, 国际无线电干扰特别委员会, 由一些国际组织建立于 1934 年, 致力于解决无线电干扰。它是由国际电工委员会 (IEC) 和许多其它国际 组织的委员所组成的一个非政府组织, 其所推荐的标准通常成为世界各地的政府监管机构所采用的法定 EMC 测试要求的基础。 14. 第四种方法称为噪声标记, 我们在第 5 章“灵敏度和噪声”中做介绍。更深入的讨论参见应用指南 AN1303, “频谱分析仪测量和噪声” (文献号 E)。38第2章 频谱分析仪原理平滑处理在频谱仪中有几种不同的方法来平滑包络检波器输出幅度的变化。第一种方法是前面 已经讨论过的平均检波，还有两种方法: 视频滤波和轨迹平均14。下面将对它们进行介绍。视频滤波要识别靠近噪声的信号并不只是 EMC 测量遇到的问题。如图 2-27 所示，频谱仪的显 示是被测信号加上它自身的内部噪声。为了减小噪声对显示信号幅度的影响，我们常常 对显示进行平滑或平均，如图 2-28 所示。频谱仪所包含的可变视频滤波器就是用作此目 的。它是一个低通滤波器，位于包络检波器之后，并且决定了视频信号的带宽，该视频 信号稍后将被数字化以生成幅度数据。此视频滤波器的截止频率可以减小到小于已选定 的分辨率 (IF) 滤波器的带宽。这时候视频系统将无法再跟随经过中频链的信号包络的快速 变化，结果就是对被显示信号的平均或平滑。图 2-27. 频谱分析仪显示的信号加噪声39第2章 频谱分析仪原理图 2-28. 图 2-27 中的信号经充分平滑后的显示这种效果在测量噪声时最为明显，尤其是选用高分辨率带宽的时候。当减小视频带 宽，那么噪声峰峰值的波动变化也随之减小。如图 2-29 所示，减小的程度 (平均或平滑的 程度) 随视频带宽和分辨率带宽的比值而变。当比值小于或等于 0.01 时，平滑效果较好， 而比值增大时，平滑效果则不太理想。视频滤波器不会对已经平滑的信号轨迹 (例如显示 的正弦信号已可以很好地与噪声区分) 有任何影响。图 2-29. VBW 与 RBW 比值分别为 3:1, 1:10, 1:100 时的平滑效果40第2章 频谱分析仪原理如果将频谱仪设置为正峰值检波模式，可以注意到以下两点: 首先，如果 VBW & RBW， 则改变分辨率带宽对噪声的峰峰值起伏影响不大。其次，如果 VBW & RBW，则改变视频带 宽似乎会影响噪声电平。噪声起伏变化不大是因为频谱仪当前只显示了噪声的峰值。不 过，噪声电平表现出随着视频带宽而变是由于平均 (平滑) 处理的变化，因而使被平滑的噪 声包络的峰值改变，如图 2-30a。选择平均检波模式，平均噪声电平并不改变，如图 2-30b。 由于视频滤波器有自己的响应时间，因此当视频带宽 VBW 小于分辨率带宽 RBW 时， 扫描时间的改变近似与视频带宽的变化成反比，扫描时间通过以下式子来描述: ST = k (Span) (RBW) (VBW)图 2-30a. 正峰值检波模式: 减小视频带宽使噪声峰值变小, 但不能降低平均噪声电平41第2章 频谱分析仪原理图 2-30b. 平均检波模式; 无论 VBW 与 RBW 的比值为多少 (3:1, 1:10, 1:100), 噪声电平保持不变轨迹平均数字显示提供了另一种平滑显示的选择: 轨迹平均。这是与使用平均检波器完全不同 的处理过程。它通过逐点的两次或多次扫描来实现平均，每一个显示点的新数值由当前 值与前一个平均值再求平均得到: Aavg = 其中 Aavg = 新平均值 Aprior avg = 上次扫描所得平均值 An = 当前扫描所得测量值 n = 当前扫描次数 因此，经过若干扫描后显示会渐渐趋于一个平均值。通过设置发生平均的扫描次 数，可以像视频滤波那样选择平均或平滑的程度。图 2-31 显示了不同扫描次数下获得的 轨迹平均效果。尽管轨迹平均不影响扫描时间，但因为多次扫描需要一定的时间，因此 要达得期望的平均效果所用的时间与采用视频滤波方式所用的时间大致相同。 n-1 n Aprior avg + 1 A n n42第2章 频谱分析仪原理在大多数场合里无论选择哪种显示平滑方式都一样。如果被测信号是噪声或非常 接近噪声的低电平正弦信号，则不管使用视频滤波还是轨迹平均都会得到相同的效果。 不过，两者之间仍有一个明显的区别。视频滤波是对信号实时地进行平均，即随着扫描 的进行我们看到的是屏幕上每个显示点的充分平均或平滑效果。每个点只做一次平均处 理，在每次扫描上的处理时间约为 1/VBW。而轨迹平均需要进行多次扫描来实现显示信 号的充分平均，且每个点上的平均处理发生在多次扫描所需的整个时间周期内。 所以对于某些信号来说，采用不同的平滑方式会得到截然不同的效果。比如对一个 频谱随时间变化的信号采用视频平均时，每次扫描都会得到不同的平均结果。但是如果 选择轨迹平均，所得到的结果将更接近于真实的平均值，见图 2-32a 和 b。图 2-31. 扫描次数分别为 1,5,20,100 (对应轨迹位置从上到下) 时的轨迹平均效果图 2-32a. 视频滤波图 2-32b. 轨迹平均图 2-32. 对于调频广播信号, 视频滤波和轨迹平均产生不同的效果43第2章 频谱分析仪原理时间门 (Time Gating)带有时间门的频谱分析仪可以获得频域上占据相同部分而时域上彼此分离的信号的 频谱信息。通过利用外部触发信号调整这些信号间的间隔，可以实现如下功能:●测量在时域上彼此分离的多个信号中的任意一个; 例如，你可以分离出两个时分而频率 相同的无线信号频谱 测量 TDMA 系统中某个时隙的信号频谱 排除干扰信号的频谱，比如去除只存在于一段时间的周期性脉冲边缘的瞬态过程●●为什么需要时间门传统的频域频谱分析仪只能提供某些信号的有限信息。一些较难分析的信号类型 包括 :●射频脉冲 时间复用 时分多址 (TDMA) 频谱交织或非连续 脉冲调制 有些情况，时间门功能可以帮助你完成一些往常即便有可能进行但也非常困难的测●●●●量。例如图 2-33a 显示了一个简化的数字移动信号，其中包含无线信号 #1 和 #2，它们占 据同一频道而时间分用。每路信号发送一个 1 ms 的脉冲序列然后关闭而后另一路信号再 发送 1 ms。问题的关键是如何得到每个发射信号单独的频谱。 令人遗憾的是传统的频谱分析仪并不能实现这一点。它只能显示两个信号的混合频 谱，如图 2-33b 所示。而现代分析仪利用时间门功能以及一个外部触发信号，就能够观察 到单独的无线信号 #1 (或 #2) 的频谱并确定其是否存在所显示的杂散信号，如图 2-33c。44第2章 频谱分析仪原理图 2-33a. 在时域里简化的数字移动无线信号图 2-33b. 两路信号的混合频谱。 哪路信号产生了杂散辐射?图 2-33c. 信号 #1 的时间门频谱指出 它是杂散辐射的来源图 2-33d. 信号 #2 的时间门频谱表明 它不存在杂散辐射有三种方法可以实现时间门功能。讨论它们前，有几个时间门的基本概念需要了 解。它们是以下四项的设置:●外部提供的门触发信号 门控或触发模式 (边缘触发还是电平触发) 门时延 (gate delay) 设置，它决定了触发信号开始后多久门会被激活并开始观察被测信号 门宽 (gate length) 设置，它决定了门开通并进行信号观察的时长●●●45第2章 频谱分析仪原理调整这些参数可以让你观察到所需的某个时间段的信号频谱。如果刚好在感兴趣的 时间段里仅有一个门控信号，那么就可以使用如图 2-34 所示的电平门信号。但是在许多 情况下，门控信号的时间不会与我们要测量的频谱完全吻合。所以更灵活的方法是结合 指定的门时延和门宽采用边缘触发模式来精确定义想测量信号的时间周期。图 2-34. 电平触发: 频谱分析仪只在门触发信号高于某个确定的电平时才测量频谱考虑如图 2-35 所示的 8 个时隙的 GSM 信号。每个突发脉冲序列的长度为 0.577 ms，整 个帧长 4.615 ms。我们可能只对某个指定时隙内的信号频谱感兴趣。本例中假设 8 个可用 时隙中使用了两个，如图 2-36。当在频域中观察此信号时，见图 2-37，我们观察到频谱中 存在多余的杂散信号。为了解决这个问题并找到干扰信号的来源，我们需要确定它出现 在哪一个时隙里。如果要观察第 2 个时隙，我们可以将门的触发设置在第 0 个突发脉冲序 列的上升沿并指定门时延为 1.3 ms、门宽为 0.3 ms，如图 2-38 所示。门时延确保了在整个 突发脉冲序列持续期间我们只测量时隙 2 信号的频谱。注意一定要谨慎地选择门时延的值 以避开突发脉冲序列的上升沿，因为需要在测量前留出一些时间等待 RBW 滤波信号稳定 下来。同样，门宽的选择也要避开突发脉冲序列的下降沿。图 2-39 显示了时隙 2 信号的频 谱，揭示出杂散信号并不是由此突发脉冲序列引起的。46第2章 频谱分析仪原理图 2-35. 采用 8 个时隙的 TDMA 信号 (本例为 GSM 信号)图 2-36. 两个时隙信号在零扫宽 (时域) 时的显示图 2-37. 频域上信号的显示图 2-38. 使用时间门观察时隙 2 的频谱图 2-39. 时隙 2 中脉冲信号的频谱47第2章 频谱分析仪原理实现时间门的三种常见方法:●FFT 门控 视频门控 扫描门控●●FFT 门控有些频谱分析仪具有内置的 FFT 功能。在此模式下，触发启用后经过所选时延频谱仪 开始捕获数据进行 FFT 处理。中频信号经数字化后在 1.83/RBW 的时间周期内被采集。FFT 的运算基于这个数据采集，得到信号的频谱。因此，该频谱存在于已知时间段的某个特 定时间。当频谱仪扫宽比 FFT 最大宽度窄时，这是速度最快的门控技术。 为了获得尽可能大的频率分辨率，应选择频谱仪可用的最小的 RBW ( 它的捕获时 间与待测时间周期相适应 ) 。但实际中并非总需如此，你可以选择一个较宽的 RBW 同 时相应地减小门宽。在 FFT 门控应用中最小可用的 RBW 通常比其它门控技术的最小可 用 RBW 更窄，因为在其它技术里中频必须在脉冲持续期内充分稳定，这需要比 1.83/ RBW 更长的时间。视频门控一些频谱仪采用了视频门控的信号分析技术。这种情况下，当门信号处于截止状态 时视频电压被关闭或为“负无穷大”。检波器设置为峰值检波，扫描时间的设置必须保 证门信号在每个显示点或信号收集单元内至少出现一次，从而确保峰值检波器能够获得 相应时间间隔内的真实数据，否则会出现没有数据值的轨迹点，进而导致不完整的显示 频谱。因此，最小扫描时间 = 显示点数 N* 突发脉冲的时间周期。例如，在 GSM 测量中， 完整帧长为 4.615 ms，假设频谱仪缺省显示点数为 401，那么对 于 GSM 视频门控测量的最 小扫描时间是，401*4.615 ms = 1.85 s。有些 TDMA 格式的周期时间长达 90 ms，导致如果使 用门控视频技术需要长的扫描时间。48第2章 频谱分析仪原理图 2-40. 带视频门控的频谱分析仪的结构框图扫描门控扫描门控有时也称为 LO 门控，是最后一项时间门技术。在扫描门控模式下，我们 通过控制由扫描发生器所产生的斜坡电压来扫描本振，如图 2-41 所示。像所有频谱仪一 样，当门信号开启时，本振信号在频率上爬升。当门关闭后，扫描发生器的输出电压固 定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个 信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频门控快很多。我们同样以前一节视频门控 中提到的 GSM 信号为例。用标准非门控模式的 PSA 频谱仪扫过 1 MHz 扫宽需要 14.6 ms， 如图 2-42 所示。如果门宽为 0.3 ms 时，频谱仪必须在 49 (14.6 除以 0.3) 个门信号间隔时间内 扫描; 如果 GSM 信号的完整帧长为 4.615 ms，那么总的测量时间就等于 49 个门信号间隔乘 以 4.615 ms 等于 226 ms。这与需要 1.85 s 来扫描 401 个数据点的视频门控相比在速度上有了 很大的提高。图 2-41. 在扫描门控模式下, 本振只在门信号期间内扫描49第2章 频谱分析仪原理图 2-42. GSM 信号频谱50第3章数字中频概述第3章 数字中频概述自 20 世纪 80 年代以来，频谱分析最深刻巨大的变化之一就是数字技术的应用代替 了以往仪器中模拟电路实现的部分。随着高性能模数转换器的推出，最新的频谱分析仪 与仅仅几年前的产品相比，可以在信号通路的更早阶段对输入信号进行数字化。这种变 化在频谱分析仪的中频部分体现的最为明显。数字中频1 对频谱分析仪仪的性能有很大提 高，它极大地改善了其测量速度、精度以及利用高性能 DSP 测量复杂信号的能力。安捷 伦 PSA 系列和 X 系列采用了全数字中频，本章将以 PSA 系列为例讨论数字中频技术。数字滤波器安捷伦 ESA-E 系列频谱分析仪实现了一部分的数字中频电路。传统的模拟 LC 和晶体 滤波器只能实现 1 kHz 及更高的分辨率带宽 (RBW)，而采用数字技术则可使最窄的带宽达 到 1 Hz ~ 300 Hz。如图 3-1 所示，线性模拟信号经下变频至中频 8.5 kHz，并通过一个带宽只 有 1 kHz 的带通滤波器，随后该中频信号经过放大，以 11.3 kHz 的速率被采样及数字化。图 3-1. ESA-E 系列频谱仪中的 1、3、10、30、100 和 300 Hz 分辨率带宽滤波器的数字实现方法信号一旦经过数字化后，便对其进行快速傅立叶变换。为了对合适的信号进行转 换，分析仪必须是本振固定的 (不扫描)，即这种转换必须是对时域信号进行的。因此当我 们选择某一个数字分辨率带宽时，ESA-E 系列分析仪以 900 Hz 的步进递增本振频率，而不 是连续扫描。这种步进式调谐可以从显示屏上观察到，当数字处理完成后，显示以 900 Hz 的步进更新。1. 严格说来, 信号一旦经过数字化就不再是中频 (或 IF), 这个点上的信号是用数字化的数值来表示。不过, 我们使用术语“数字中频”来描述这 种替代了传统频谱分析仪中所采用的模拟中频的数字处理技术。52第3章 数字中频概述稍后我们会看到另一些频谱仪使用了全数字化中频技术，即仪器中所有的分辨率带 宽滤波器均采用数字技术实现。 这些频谱仪采用数字处理的一个关键好处是它的带宽选择性可达到约 4:1。即使是最 窄的滤波器也可以达到这样的选择性，我们可以用它来分辨频率非常接近的信号。 在第 2 章里，我们计算了两个相距 4 kHz 的信号经过一个带宽为 3 kHz 的模拟滤波器时 的边缘选择特性。让我们再对数字滤波器做相同的计算，一个好的数字滤波器的选择性 模型是类高斯分布: H?(?f)?=?-3.01?dB?x? α ?f RBW/2其中 H (?f) 是滤波器边缘下降值 ( 单位 dB) ， ?f 是相对于中心频率的频率偏移 ( 单位 Hz)，α?是控制选择性的参数。对于一个理想的高斯滤波器，α?的值等于 2。安捷伦频谱分 析仪的扫频式?RBW?滤波器是基于 α = 2.12 的准高斯模型，因而其选择性的比值为 4.1:1。 把第 2 章例子中的数值代入等式，我们得到: H?(4?kHz)?=?-3.01?dB?x? =?-24.1dB? 在频率偏移 4 kHz 处，模拟滤波器的边缘下降为 -14.8 dB，与之相比，带宽为 3 kHz 的 数字滤波器下降了 -24.1 dB。由于数字滤波器具备这种优良的选择性，它更能分辨出频率 非常接近的信号。 2.12全数字中频安捷伦 PSA 系列频谱分析仪首次将多项数字技术结合从而实现了全数字中频，这 种全数字中频给用户带来很大好处。用于窄扫宽的 FFT 分析和用于宽扫宽的扫频分析的 联合使用，优化了扫描过程，使得测量能够尽可能快速地完成。在结构上，模数转换器 (ADC) 和其它数字硬件的改进使模数转换器的位置能够更接近于频谱仪的输入端。下面让 我们先来观察 PSA 频谱分析仪的全数字中频结构框图，如图 3-2 所示。53第3章 数字中频概述图 3-2. 安捷伦 PSA 系列频谱仪全数字中频结构方框图在此结构中，160 个分辨率带宽滤波器全部采用数字技术实现，但在模数转换器之前 还会有模拟电路: 首先是下变频的几个阶段，其次是一对单极点前置滤波器 (其中一个为 LC 滤波器，另一个为晶体滤波器)。这里的前置滤波器与模拟中频的一样，用来防止后续 过程对三阶失真的进一步放大。此外，它还能通过自动幅度调节实现动态范围扩展，此 单极点前置滤波器的输出将连接至自动幅度调节 (autorange) 检波器和抗混叠滤波器。 与任何基于 FFT 的中频结构一样，抗混叠滤波器必须防止混叠现象 ( 即带外的混叠 信号成为模数转换器的取样信号 ) 。这种滤波器拥有多个极点，所以有很大的群时延。 即使是下变频至中频的一个快速上升的射频 (RF) 脉冲，在经过此抗混叠滤波器时也会经 历大于三个模数转换器时钟 (30 MHz) 周期的时延，这段时延给了频谱仪时间使其在接近 的大信号造成 ADC (模数转换器) 过载之前可将它识别出来。控制自动幅度调节检波器的 逻辑电路会在大信号到达 ADC 前减小信号的增益，从而防止了削波。如果信号包络长 时间处于较小值，该自动幅度调节电路就会相应地提高增益，降低输入端的有效噪声影 响，同时 ADC 之后的数字增益也会作相应地改变以补偿 ADC 之前的模拟增益的变化。 结果就是当扫频模式下启用自动幅度调节功能可以获得一个很宽动态范围的“浮点式” 模数转换器。54第3章 数字中频概述图 3-3. 自动幅度调节使 ADC 噪声接近于载波而低于本振噪声或 RBW 滤波器响应图 3-3 描绘了 PSA 频谱仪的扫描方式。单极点前置滤波器允许增益在频谱仪调谐至 远离载波频率时变得很高，而随着与载波频率的逐渐靠近，增益降低，ADC 量化噪声增 大。该噪声电平的大小取决于信号距离载波的频率，因此它看起来像是一种阶梯状的相 位噪声。不过，相位噪声与这种自动幅度调节的噪声并不同。频谱分析仪无法避免相 位噪声，而减小前置滤波器的带宽可以降低大多数载波频率偏移处的自动幅度调节的噪 声。又由于前置滤波器的带宽近似等于 RBW 的 2.5 倍，所以减小 RBW 也会减小自动幅度 调节的噪声。专用信号处理集成电路我们回到数字中频的框图 ( 图 3-2) ， ADC 增益由模拟增益确定并经过数字增益纠正 后，一个专用的集成电路开始处理信号样本。首先，它把 30 MHz 的中频信号样本分离成 速率减半 (15 Mpairs/s) 的 I、Q 两路，并用一个增益和相位与单极点模拟前置滤波器相反的 单级数字滤波器给 I、Q 两路一个高频提升。然后 I、Q 信号经过一个接近于理想高斯响应 的线性相位滤波器进行低通滤波。高斯滤波器由于最佳地折衷了频域性能 (形状因子) 和 时域性能 (对快速扫描的响应)，经常被应用在扫频式频谱分析里。随着信号带宽的减小， I、Q 信号可能被抽取并送至处理器作 FFT 处理或解调。尽管FFT运算可以覆盖的频段跨度 高达抗混叠滤波器的 10 MHz 带宽，但是即使在较窄的 FFT 宽度 (比如 1 kHz) 和窄 RBW (比如 1 Hz) 情况下，要进行FFT运算也需要 2 千万个数据点。对较窄的扫宽使用抽取技术可以大 大减少 FFT 运算所需的数据点个数，提高计算速度。55第3章 数字中频概述对于扫频分析，经滤波的 I 、 Q 信号被转换为幅度/相位对的形式。传统的扫频分 析，幅度信号经视频带宽 (VBW) 滤波器并通过显示检波电路获取样本值。对数/线性显示 和每刻度分贝值的选择在处理器中完成，所以信号不必重复测量就可以在屏幕上以任意 比例显示其轨迹。其它视频处理功能VBW 滤波器通常用于平滑信号的对数幅度，不过它还有许多其它功能。它能够在滤 波之前将对数幅度转换为电压包络，并在检测显示之前以同样的方法将其转换回来。 在零扫宽情况下观察脉冲射频包络形状的理想方法是以线性电压刻度显示滤出的信 号幅度。对数幅度信号也可以在滤波前被转换为功率信号 (幅度的平方) 然后再被转换回 去。功率信号滤波使得分析仪对具有类噪声特性的信号，如数字通信系统信号和对具有 相同 rms 电压值的 CW 信号都给出相同的平均响应。一个日益增长的应用需求是测量一个 信道或一段频率范围内的总功率。在这种测量中，显示数据代表的是本振扫过该数据点 的时间段内的平均功率。VBW 滤波器还可以被配置为一个累加器对对数、电压或功率进 行平均。频率计数扫频式频谱分析仪通常都有一个频率计数器。它负责记录中频信号的过零次数以 及在余下转换过程中相对于本振已知偏移量的频率偏移。如果计数器能够达到每秒计一 次，可以实现 1 Hz 的高分辨率。 由于采用了数字合成本振和全数字 RBW，PSA 系列分析仪的固有频率精度很高 (扫宽 的千分之一)。另外，PSA 还包含一个不仅能记录过零次数，还能记录相位变化的频率计 数器。所以它能够在 0.1 秒内分辨数十毫Hz的频率。有了这种设计，分辨频率变化的能力 不再受频谱仪的限制，而是由待记录信号的噪声水平决定。56第3章 数字中频概述全数字中频的更多优势我们已经讨论了 PSA 系列频谱仪的诸多功能: 功率/电压/对数视频滤波、高分辨率 频率计数器、存储轨迹的对数/线性转换、卓越的形状因子、显示数据点的平均检测模 式、 160 个 RBW ，当然还有 FFT 和扫频处理。频谱分析中， RBW 滤波器的滤波过程会产 生频率和幅度测量上的误差，该误差随扫描速率的变化而变化。对于固定水平的误差， 全数字中频结构中线性相位的 RBW 滤波器比起模拟滤波器具有更快的扫描速度。数字实 现还可以进行众所周知的频率和幅度读数补偿，允许的扫描速度通常是老式频谱仪的两 倍，甚至更好的性能可以达到4倍的扫描速度。 数字技术实现的对数放大非常精确。整个分析仪的典型误差比制造商用来检验对数 保真度的测量不确定度小很多。当分析仪混频器输入低于 -20 dBm 的任意电平时，对数保 真度的指标为 ± 0.07?dB。与模拟中频一样，对数放大器的范围不会限制低电平信号的对数 保真度，这个范围只受混频器输入端的 -155 dBm 噪声的限制。由于上游电路高功率处的 单音压缩，混频器输入端低于 -10 dBm 信号的保真度指标降至 ±0.13 dB。与之相比，模拟 对数放大器的指标容限通常在 ±1 dB 的范围。 其它与中频相关部件的精度也有所提高。中频预选器是模拟的，必须像模拟滤波器 那样做校准，因此受制于校准误差。但它的性能比大多数模拟滤波器好得多。由于需要 制造的结构只有 1 级，相比模拟中频分析仪的 4 级或 5 级滤波器，这样的滤波器稳定很 多。从而 RBW 滤波器之间的增益变化指标被控制在 0.03 dB，优于全模拟中频设计 10 倍。 中频带宽的精度取决于滤波器数字部分的稳定性限制和模拟预选器的校准不确定 度。还是同样，预选器非常稳定，仅贡献了 5 级结构 RBW 所产生误差的 20%。所以，大部 分 RBW 值都在他们指定设置带宽的 2% 之内，而模拟中频分析仪的指标是 10% ~ 20%。 提高带宽精度最重要的目的是最小化信道功率以及类似测量的不准确性。我们知道 RBW 滤波器的噪声带宽指标比其 2% 的设置容限更好，噪声标记和信道功率测量的容限 经修正是 ±0.5% 。因此，带宽不确定度对噪声密度和信道功率测量的幅度误差影响只有 ±0.022?dB。 最后，因为没有依赖于参考电平的模拟增益阶段，分析仪不会出现“中频增益”错 误。所有这些技术的改进都意味着应用全数字中频会大大提高频谱分析仪的测量精度， 同时它还使在改变频谱仪设置的时候不会严重影响测量不确定度，下一章将会讨论到这 一点的具体内容。57第4章幅度和频率精度第4章 幅度和频率精度我们已经能在显示屏幕上观察到信号，下面来研究幅度精度，或者更确切的说是幅 度不确定度。目前大多数频谱分析仪都用绝对精度和相对精度来标定。不过，相对性能 会影响到这两类精度，所以先从影响相对测量不确定度的那些因素开始研究。 在讨论这些不确定因素之前，我们再来观察图 4-1 所示的模拟扫描调谐式频谱分析仪 的结构框图，看看哪些部分会造成不确定性。然后在本章后续内容中，我们会说明数字 中频和各种修正及校准技术是如何从本质上减小测量不确定度的。图 4-1. 频谱分析仪结构框图造成不确定度的部件包括:●输入连接器 (不匹配) 射频输入衰减器 混频器和输入滤波器 (平坦度) IF 增益/衰减 (参考电平) RBW 滤波器 显示刻度保真度 校准器 (方框图中没有画出)●●●●●●60第4章 幅度和频率精度影响测量不确定度的一个重要而又经常被忽略的因素是阻抗失配。频谱仪一般不是 理想的输入阻抗，信号源也没有理想的输出阻抗。当阻抗失配时，信号的入射和反射矢 量产生的效果可好可坏，因此频谱仪接收到的信号就可能大于或小于原始信号。在大多 数情况下，由阻抗失配造成的不确定度通常相当小，但应强调的是，随着近几年频谱仪 幅度精度的大幅改善，如今阻抗失配造成的不确定度已经成为总测量不确定度中重要的 一部分。总之，改善信号源或频谱仪的匹配性能可以降低测量不确定度1。 计算最大匹配误差 (单位 dB) 的一般公式为: Error?(dB)?=?-20?log?[?1±?I?(ρanalyzer)?(ρsource)I] 其中 ρ?代表反射系数。 频谱分析仪的指标说明书 (Data Sheet) 中一般都规定了输入电压驻波比 (VSWR)。已知 了 VSWR，就可以用下列公式计算出 ρ?值: ρ?= (VSWR?-?1) (VSWR?+?1)例如，考虑一个频谱仪的输入 VSWR 为 1.2 ，待测设备 (DUT) 输出端口处的 VSWR 为 1.4，则产生的匹配误差等于 ±?0.13?dB。 由于频谱仪的最差匹配发生在输入衰减器设置为 0 dB 的时候，故应尽量避免 0 dB 的 设置。我们还可以在频谱仪输入端附加一个匹配良好的器件 (衰减器)，这样便能大大减小 由失配所引起的不确定度因素。当要测量的信号远大于噪声电平时，采用附加衰减器技 术能够有效地减小测量不确定度。不过当信噪比较小 (一般 ≤ 7 dB) 时，附加衰减器反而会 加大测量误差，这是因为噪声功率附加在了信号功率上，导致偏高的错误读数。 下面我们来分析输入衰减器。某些相对测量需要不同的衰减器设置，这时我们必须 考虑输入衰减切换的不确定度。由于射频输入衰减器必须工作在频谱仪的整个频率范围 内，所以它的步进精度随频率而变化。衰减器还会影响总的频率响应: 可以预见在1 GHz， 衰减器的性能十分良好，而在 26 GHz 则不一定有同样令人满意的性能。1. 要了解更多信息, 请参阅安捷伦 PSA 高性能频谱分析仪系列幅度精度产品指南, 文献号: EN。61第4章 幅度和频率精度信号传输路径上的下一个部件是输入滤波器。频谱分析仪在低频段使用固定低通滤 波器，在高频段则使用可调带通滤波器，称为预选器 (将在第 7 章详细讨论)。其中低通滤 波器与预选器相比，有更好的频率响应，且带来的频率响应误差的不确定度也较小。预 选器通常是一个 YIG 调谐滤波器，它的频响变化范围较大，在毫米波频