当前位置： >
LED背光电路升压二极管的代换经验谈（下）
&&& 4.CCM模式为什么对反向恢复指标要求比较高
&&& 结合本例的情况分析，由于用OZ9902A为驱动芯片的康佳LED 42F33000 LED背光电路的工作频率很高，可达到几百千赫，值得注意的是OZ9902在设计上可以工作在DCM（非连续）和CCM（连续）两种工作状态，在外部输入电压和负载变换的情况下，OZ9902有可能在两种工作状态下自动转换，因此升压二极管采用了极短恢复时间的肖特基二极管SB2200。在DCM的模式下（输入电压高／负载轻），开关管是在升压管完全截止以后导通，这样二极管被施加反压的时候已经截止，就没有反向恢复过程，而在连续模式CCM下（输入电压低／负载重），电感中的电流在开关管开／关期间没有断点，也就是说，开关管重新导通的时候，升压二极管的电流不为零，电感L的能量没有完全释放完毕，二极管电流较大的时候开关管突然接通，升压二极管由正向导通突然转为反向偏置，被强制换流。此时，二极管导通期间储存的电荷会产生很大的反向恢复电流，瞬间会全部直接流经开关管，这对开关管也是一个巨大的威胁，如果使用一般反向恢复时间为几百纳秒的普通快速的二极管，开关管会不堪重负，产生很大的损耗和尖峰恢复电流，因此连续模式（CCM）的开关电路对此升压二极管反向恢复参数的要求更加严格，必须使用反向恢复时间极短的超快速二极管（耐压满足要求的情况下，推荐使用肖特基二极管），维修中不能随意代换。这是CCM连续模式的一个显著特点，单就二极管的高要求而言，也可以说这是CCM模式的一个缺点。
&&& 一般而言，反向恢复时间短的超高速二极管特别是肖特基二极管承受浪涌电流的能力和反向电压耐压值相对较低，现在高耐压（600V以上）的超快恢复二极管已普遍应用，肖特基二极管的耐压也可达200V（如SB2200）。最新一代碳化硅（Sic）肖特基二极管在电压耐压值这方面有了很大提高，可达600V以上，应用范围也逐步扩大，不过价格太高，应用不普遍。
&&& 5.DCM模式对二极管的反向恢复参数有没有要求
&&& DCM模式没有反向恢复过程，那是否就对整流二极管的反向恢复参数没有要求？是否就可用低频的二极管？这是不对的，反向恢复参数是代表二极管的开／关速度，频率越高，周期越短，留给反向恢复的时间就会越短，频率越高就要使用更短反向恢复过程的二极管，DCM模式也是如此。所谓的反向恢复，是一定的正向电流和反压下从导通变为截止的必需的时间，这取决于二极管的特性，低频二极管所需时间会大于快速二极管，如果没有突然施加的反压形成反向的抽出电流（反向恢复电流），在这个正向电流下通过二极管放电自由过渡到电流为零的时间肯定会大于反向恢复时间，这个时间同样和放电回路的二极管有关系，而且低频二极管所需时间也会大于快速二极管。如果在快速二极管（或超快速）正常工作的DCM模式情况下，用反向恢复时间很长的普通二极管会出现二极管放电没有结束的时候，开关管重新导通，DCM模式会受到破坏，二极管太长的反向恢复时间会导致电路不能工作在DCM的状态，变成CCM模式。也就是说反向恢复参数不同的二极管，它的放电时间轨迹是不一样的，低频的会相对延时很多，实际就是速度慢，二极管反向恢复参数关联去磁放电时间，所以说，在DCM模式的情况下，虽然不存在二极管强制换流的硬开合状态，但二极管的反向恢复参数还是应该预先考虑的，要搞清楚因果关系。因此说，工作在DCM状态下，二极管避开了反向恢复的状态，没有反向恢复电流，但不能说，DCM就完全不需要考虑二极管的反向恢复参数，因为恢复时间过长就不能保证在DCM模式，只能说同频下DCM模式对反向恢复参数要求比CCM低很多，只需能维持在DCM的状态，特别是频率不太高，输出电流较小的DCM电源，停滞期比较长，DCM范围内二极管放电时间可伸缩的空间就比较大，因此确实也出现过1N4007这样的低频管长期误用在高频电路的&奇迹&，其实并不神奇，在这种误用的情况下，电路的工作状态或者工作的范围要发生一些变化，会潜伏某种危机。同样分析可以知道，对于CRM临界模式而言也没有反向恢复过程，但二极管的反向恢复时间的增大意味着工作频率趋于降低，所以整流管的选择也要考虑反向恢复参数。CCM模式就不一样了，它是二极管强制换流，一定会有反向恢复过程，这是在预料之中的事情，是不能回避的，对二极管的反向恢复参数要求自然就很高了。反向恢复的时间内，二极管正反向都导通，是非正常的工作状态，所以要尽量缩短或者避开。
&&& 6.升压开关电源的启动保护有哪些方式
&&& 在开机瞬间，升压电路滤波电容的电压尚未建立，由于要对大电容充电，通过电感的电流相对比较大，在对电容充电的过程中储能电感L有可能会出现磁饱和的情况，如果此时开关控制电路工作，在磁饱和的情况下，流过开关管的电流就会失去限制，烧坏开关管。防止开机瞬间储能电感磁饱和的保护方法是对升压开关电源工作的工作时序加以控制，即延时驱动电路的工作，当对大电容的充电完成以后，再启动驱动控制电路。这可以利用控制芯片的使能脚方便地完成，本例（康佳LED40F3300）LED背光电路就是采用这种方式，使能第③脚外接一个具有复位功能的延时电路，通过控制驱动芯片的使能脚的门电路限电压，使得控制芯片的工作适当延时，从而控制开关电源的工作时序。LED恒流驱动电路多采用时序控制的方法。
&&& 同样形式的升压PFC电路有些会并联一个保护二极管D2。见图1所示，这其实也是一种启动保护的方式。除了上述开机瞬间对后面大电容充电容易引起储能电感磁饱和的原因外，在PFC电路中，由于要取得市电100Hz的脉动包络样本，输入端少了一个大的滤波电容，随机的浪涌电压必然也更容易通过储能电感威胁开关管。简单有效的办法就是并接在储能线圈和升压二极管上一个旁路二极管，引导浪涌电压至大电容吸收，启动的瞬间，也给大电容的迅速充电提供另一个支路，防止大电流流过储能线圈造成磁饱和的情况下升压开关管此时开始工作造成开关管过流损坏。D2的加入使得对大电容充电过程加快，其上的电压及时建立，也能使驱动电路的反馈环路及时工作，使得开关升压环路迅速进入受控正常工作。
&&& 前面说过，CCM连续性的模式由于开关管是在电感电流不为零的时候关断的，需要承受更大的应力，要求升压二极管有极低的反向恢复电流和较短的反向恢复时间，D1是超快速恢复二极管或者是肖特基二极管，承受浪涌电流的能力相对较弱，减小反向恢复电流和提高浪涌电压承载力（以及反向耐压数值）是相互制约的，而D2所采用的普通的整流二极管承受浪涌电流的能力很强，如1N5407的额定电流3A，浪涌电流可达200A以上。有的观点认为，该保护二极管D2分流了升压二极管D1上的电流，可降低开机瞬间对升压二极管D1的浪涌冲击，这看似有一定的作用，但应该注意到和储能电感L升压二极管D1和滤波电容的关系是串联的，由于电感上的电流不能突变，电感本身就对通过升压二极管和滤波电容C的浪涌电流起了限制作用，所以该保护二极管主要保护的还是开关管。综上所述，以上电路中二极管D2的作用是在开机、瞬间浪涌输入或负载短路、输出电压低于输入电压的非正常状况下给电容提供充电路径，防止电感磁饱对MOs管造成的危险，同时也减轻了电感和升压二极管的负担，起到保护作用。该二极管的作用仍然可以说是减少浪涌电压的冲击，但主要是为了减少浪涌电压对开关管造成的威胁，对升压二极管也有分流保护作用，但不是保护滤波电容的，恰恰相反，并入保护二极管后对滤波电容的浪涌冲击更大。在开机正常工作以后，由于D2右面为B＋输出电压，电压比左面高，D2一直呈反偏截止状态，对电路的工作没有影响，因而D2应选用可承受较大浪涌电流的普通整流二极管。
?上一文章：
?下一文章：
& &评论摘要(共 0 条，得分 0 分，平均 0 分)
Copyright &
. All Rights Reserved .
页面执行时间：49,750.00000 毫秒关于二极管的反向恢复问题的疑问
<span class="xi1" style="color:#ff
一川离线LV6高级工程师积分：987|主题：31|帖子：288积分:987LV6高级工程师 17:36:34
最近看电源讲义和帖子，有2个地方提到了二极管的反向恢复。
一是，看到有人分析DCM与CCM的特点时，提到“DCM模式的次级整流二极管没有反向恢复问题。
CCM的成本相对较高，IC贵一些，CCM输出二极管有很大反向恢复电流，所以一般会选SIC二极管，二极管成本高”；
看到这，有个疑问：CCM在哪些功率等级，考虑选用SIC二极管？（给个SIC的常用型号吧，我查查这个管在哪些参数有啥不同）
在小功率场合，CCM用肖特基二极管就行了吧，不用非要用SIC吧？
为什么CCM的成本相对较高？IC会贵一些？
二是，在分析同步BUCK时候，提到了“下管MOS关断时，体内寄生二极管存在反向恢复问题，而用续流二极管为肖特基管时，不存在反向恢复问题”
疑问是“都有二极管，不过是寄生跟不寄生的关系，怎么寄生的有反向恢复问题，不寄生的就没有？”
有些地方理解的不是很深入，希望大家帮忙给回答一下？
“碳化硅（SiC）技术之所以能够提供这些优点，是因为在正常导通期间，碳化硅二极管不会累积反向恢复电荷。
当一个传统的双极硅二极管关断时，必须在二极管结附近的电荷载流子群之间进行重新整合，以驱散累积的反向恢复电荷。在重新整合期间出现的电流叫做反向恢复电流。
当与相关的半导体电源开关上的电压结合时，这个不需要的电流会产生热量，从开关上排散出去。
通过消除反向恢复电荷，碳化硅肖特基二极管在电路板的 ...
|XIAOTU80在线LV7版主积分：15059|主题：346|帖子：4972积分:15059版主 17:47:01&二极管的反向恢复电流是二极管的重要指标,二极管在从正偏转换到反偏的时候，会出现较大的反向恢复电流从阴极流向阳极，其反向电流先上升到峰值，然后下降到零。
其上升下降的时间就是反向恢复时间，峰值电流就是反向恢复电流。在高频中会带来很大损耗。
反向恢复时间和反向恢复电流与二极管截止时，正向电流的下降速率相关。
解决这个问题，一就是用恢复时间更快的二极管，二是采用ZCS方式关断二极管。 ||
basso离线LV6高级工程师积分：1720|主题：25|帖子：583积分:1720LV6高级工程师 17:59:58倒数5&支持 ~ ||XIAOTU80在线LV7版主积分：15059|主题：346|帖子：4972积分:15059版主 17:50:56&比如STPSC806D和STPSC1006D碳化硅肖特基二极管 ||
XIAOTU80在线LV7版主积分：15059|主题：346|帖子：4972积分:15059版主 17:53:14&“碳化硅（SiC）技术之所以能够提供这些优点，是因为在正常导通期间，碳化硅二极管不会累积反向恢复电荷。
当一个传统的双极硅二极管关断时，必须在二极管结附近的电荷载流子群之间进行重新整合，以驱散累积的反向恢复电荷。在重新整合期间出现的电流叫做反向恢复电流。
当与相关的半导体电源开关上的电压结合时，这个不需要的电流会产生热量，从开关上排散出去。
通过消除反向恢复电荷，碳化硅肖特基二极管在电路板的功耗比传统二极管低很多，这有助于提高能效，降低散热量。 ” ||XIAOTU80在线LV7版主积分：15059|主题：346|帖子：4972积分:15059版主 17:57:22&“在下管上并联一只肖特基二极管。因为肖特基二极管的正向压降较低，在下管关断后、上管开通前这个死区时间，电流基本上通过肖特基二极管。肖特基二极管的反向恢复特性比通常的MOSFET寄生二极管好很多。”
看看这个帖子，对第二问，里面有个解释
XIAOTU80在线LV7版主积分：15059|主题：346|帖子：4972积分:15059版主 18:04:49&一般寄生二极管可通过的电流为MOSFET本身可以通过的电流。
只不过他的压降会大一些,反向恢复时间会长一些,如果频率不高的话,可能也没有问题。
所以也可能存在同步BUCK，不用肖特基二极管的应用场合，
因为我没设计过同步BUCK，不知道大家有设计过不并肖特基，下管只用MOS的场合吗？ ||
bigbird78离线LV3助理工程师积分：218|主题：1|帖子：96积分:218LV3助理工程师 19:18:21倒数10&5楼说的有一定的道理，MOS寄生二极管是普通二极管结构，其反向恢复时间不能满足开关要求。
当没有肖特基管的时候，寄生二极管会导致在MOS关断瞬间，电感续流不能保证，会把下管的D端拉出一个向下的尖冲，这个向下的尖冲的幅度要远远大于正常的寄生二极管导通压降。在若干寄生电容的影响下，这个大幅度尖冲会带来很大的功耗损失。 ||
bigbird78离线LV3助理工程师积分：218|主题：1|帖子：96积分:218LV3助理工程师 19:21:06倒数9&同样的原因，在主驱动管关闭，整流管开启之前，也是需要通过寄生二极管给主电感续流，这个过程与前述整流管关闭相同，所以也是需要肖特基管或快速管来避免尖冲。 ||
一川离线LV6高级工程师积分：987|主题：31|帖子：288积分:987LV6高级工程师 11:04:23倒数8&恩
SIC谁能再给讲讲 具体应用方面的问题 ||
bigbird78离线LV3助理工程师积分：218|主题：1|帖子：96积分:218LV3助理工程师 11:59:23倒数7&SiC二极管实际上也是肖特基二极管中的一种，也是利用肖特基势垒效应实现单向导通的，只不过它的耐压比普通的金属-半导体肖特基管要高。肖特基管的反向恢复特性要比快速管好，开关功耗会小很多，但受制于漏电流温度特性和耐压，输出电压要求比较高的场合无法使用，只能用快恢复管。
普通肖特基耐压在100V以内，SiC可以做到1000V，因此应用范围得以大大扩展。 ||
一川离线LV6高级工程师积分：987|主题：31|帖子：288积分:987LV6高级工程师 19:49:11倒数2&啥场合用,会很有优势.反击电源没有用的吧
johnxih离线LV8副总工程师积分：2667|主题：6|帖子：947积分:2667LV8副总工程师最新回复 22:28:55倒数1&在一些输出电压比较高的场合，SIC二极管是个不错的选择；
PFC电路中应用较普遍，而且价格比两年前低了很多。
现在比较主流的是600V和1200V的SIC二极管，1700V的也出了不少，
不过我们暂时还没有用到这么高电压的二极管。
wyg离线LV6高级工程师积分：416|主题：13|帖子：148积分:416LV6高级工程师 13:44:53倒数6&MOS寄生二极管的反向恢复时间通常不足以满足要求，反并一直肖特基二极管就是为了减小反向恢复时间。 ||
electriter离线LV2本网技师积分：181|主题：5|帖子：18积分:181LV2本网技师 13:01:05倒数4&为什么DCM模式的次级整流二极管没有反向恢复问题？ ||
johnxih离线LV8副总工程师积分：2667|主题：6|帖子：947积分:2667LV8副总工程师 16:28:49倒数3&DCM模式下的整流二极管是ZCS关断，故没有反向恢复的问题。
热门技术、经典电源设计资源推荐
世纪电源网分部
广 东：(7 /()
北 京：(010) /()
上 海：(021) /()
香 港：HK(852)
中国电源学会
地 址：天津市南开区黄河道大通大厦5层
电 话：(022)
传 真：(022)
E-mail：cpss#cpss.org.cn(#换成@)　　为减小板的体积，现在的工作越来越高，反向恢复过程不可忽视。实际的存在反向恢复和反向恢复时间。有的整流二极管用电表测量很好，但实际应用中严重发热，有些就是反向恢复时间过长的原因。那么究竟什么是二极管的反向恢复时间呢？所谓具有单向导电特性的二极管并不是理想中的正向导通、反向截止，它的导通和截止都有一个延缓过程，导通和截止时刻都是滞后加于其两端高、低的时刻。导通延时相比于反向恢复时间而言很短，一般可以忽略，影响开关速度的主要因素是其反向截止时间，如下图所示，二极管导通以后，正向电流为IF，t1时刻当施加转为反向Vf时，导通的正向电流逐渐减小，在t2时刻，电流成为零，之后还存在反向恢复过程，在一段时间ts内，始终增大，二极管并不关断，经过ts后，反向电流才逐渐变小，再经过tf时间，二极管的电流降到反向最大值的百分之十，再逐步减小至反向最大漏电流，ts称为储存时间，任称为下降时间。trr=ts十任称为反向恢复时间，以上过程称为反向恢复过程。二极管从正向导电转换为反向截止状态需要一段时间才能完成，这段时间称为反向恢复时间trr。
&&&&&往下看有更多相关资料
试试再找找您想看的资料
资料搜索：
查看相关资料 & & &
copyright & &广电电器(中国梧州) -all right reserved& 若您有什么意见或建议请mail: & &
地址： 电话：(86)774-2826670& & &&）文档分类：
下载后只包含 1 个 DOC 格式的文档，没有任何的图纸或源代码，
下载前请先预览，预览内容跟原文是一样的，在线预览图片经过高度压缩，下载原文更清晰。
您的浏览器不支持进度条
下载文档到电脑，查找使用更方便
还剩?页未读，继续阅读
播放器加载中，请稍候...
该用户其他文档
下载所得到的文件列表M和DCM工作模式.doc
文档介绍：
开关电源 Buck M 及 DCM 工作模式一、 Buck 开关型调整器:图1 二、 CCM 及 DCM 定义: 1、 CCM ( Continuous Conduction Mode ), 连续导通模式: 在一个开关周期内, 电感电流从不会到 0 。或者说电感从不“复位”,意味着在开关周期内电感磁通从不回到 0,功率管闭合时,线圈中还有电流流过。 2、 DCM , ( Discontinuous Conduction Mode ) 非连续导通模式:在开关周期内,电感电流总会会到 0 ,意味着电感被适当地“复位”,即功率开关闭合时, 电感电流为零。 3、 BCM ( Boundary C onduction Mode ), 边界或边界线导通模式:控制器监控电感电流,一旦检测到电流等于 0,功率开关立即闭合。控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。如果电感值电流高,而截至斜坡相当平,则开关周期延长,因此, BCM 变化器是可变频率系统。 BCM 变换器可以称为临界导通模式或 CRM ( C ritical C onduction Mode )。图 1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。图 2电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流 oI 的平均值,峰值电流 Ip 与谷值电流 VI 之差为纹波电流。三、 CCM 工作模式及特点 M 定义,测试出降压变换器工作于连续模式下的波形,如下图 3所示。图3 波形 1表示 PWM 图形,将开关触发成导通和截止。当开关 SW 导通时,公共点 SW/D 上的电压为 Vin 。相反,当开关断开时,公共点 SW/D 电压将摆到负, 此时电感电流对二极管 D提供偏置电流,出现负降压——续流作用。波形 3描述了电感两端电压的变化。在平衡点,电感 L两端的平均电压为 0, 及 S1+S2=0 。 S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积, S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。 S1简单地用矩形高度( inV - outV )乘以 D swT ,而 S2 也是矩形高度- outV t乘以( 1-D ) swT 。如果对 S1和 S2求和,然后再整个周期 swT 内平均,得到(D( inV - outV ) swT - outV ( 1-D ) swT )/ swT =0 M 的降压 DC 传递函数: outV =D inV =M inV 或 M= outV / inV 从上式可以看到 outV 是随 D(占空比)变化的。理想情况下,传递特性独立于输出负载。但是书上说这种描述,并不十分精确,具体的待我认真看了再告诉大家。其实我们再看上面最后一个波形,在开关的闭合的时候, SW/D 点电流波形有个很大的尖峰,我自己有测的是电压波形,用电压芯片 ACT406 5及 ACT4065A, 如图 4、图 5所示,具体原因有以下两个方面。图 4图 5 第一、因为在开关闭合,将 inV 作用到二极管的阴极,突然中断了二极管的导通周期。对于 PN 二极管,首先需要将正向导通时 PN 结变回到电中性时的 PN 结,移去所有的少数载流子。二极管除去所有的注入电荷需要一定的时间才能恢复到它的断开状态,在完全恢复之前,它呈现短路行为。对于肖特基二极管,有金属半导体硅结,它没有恢复效应,然而,有很大的寄生电容,也有结电容。当二极管导通,一旦放电, SW 很快通过放电电容作用电压 inV ,产生电流尖峰。所以减缓闭合开关 SW 时间将会有助于降低尖峰电流。第二、与电流形状有关。从图像中可以看到输出纹波(电容电流波形)很小。输出纹波很平滑,“无脉冲”。意味着输出电流信号能很好地为后续电路所接受, 即电源中污染较小。另外,输入电流不仅有尖峰,而且看上去像方波。如果电感 L的值趋于无穷大,输入电流的波形就是实实在在的方波。因此,该电流是“脉动”电流,包含大量的污染分量,比一般的正弦形状的电流更难滤波。方波:由正弦波的奇次諧波組成,也就是由正弦 1,3,5,7...n 等頻率組成。对于开关关断的瞬间也有尖峰产生,我觉得应该也是与二极管及 SW 脚的寄生电容及结电容有关。 M 降压变化器的特点: 1、 D限定在小于 1,降压变换器的输出电压始终小于输入电压; 2、如果忽略各种欧姆损耗, 变换系数 M与负载电流无关; 3、通过变化占空比 D,可以控制输出电压; 4、M ,会带来附加损耗。因为续流二极管反向恢复电荷需要时间来消耗,这对于功率开关管而言,是附加的损耗负担; 5、输出没有脉冲纹波,但是有脉冲输入电流。四、 DCM 工作模式及相关特点 M 模式,但当随着负载电流下降,纹波电流将整体下降,如图 2所示,当负载电流减小到谐波峰峰值一半时, 即 oI =(pI -vI )/2 , 斜坡的最低点正好降到零,在这个最低点,电感电流为零,电感储能为零。如果电感负载电流进一步减小,电感将进入 DCM 工作模式,电压和电流波形将发生很大的变化如下图 6所示,以及传递函数将发生很大的变化。图 6 从波形 4,可以看到电感电流下降到 0,引起续流二极管截止。如果出现此情况,电感左端开路。理论上,电感左端的电压应该回到 outV ,因为电感 L不再有电流,不产生振荡。但是由于周围存在很多寄生电容,如二极管和 SW 的寄生电容,形成了振荡回路。如曲线 2和曲线 3,出现正弦信号,并在几个周期后消失,这与电阻阻尼有关。但是在实际测试中可能还是有差别的,比如我在 ACT4065A 测试中,测试 SW/D 的波形,振荡却在中间,如下图 7所示,供应商工程师说这是在 DCM 模式,但是我没找到相关资料进行验证。图 7 Buck 变压器在整个负载范围内都将输出电压控制在一个定值,即使电感进入不连续工作模式。因此很容易会让我们产生误区,认为电感进入不连续工作模式对电路工作没有影响。实际上,整个电路的传递函数已经发生变化,控制环路必须适应这种变化。对于 Buck 调整器, 电感进入不连续工作模式也没什么问题。在进入不连续模式之前,直流输出电压 outV = inV onT /T 。注意到此公式与负载电流参数无关, 所以当负载变化的时,不需调节占空比 D, 输出电压仍保持恒定。实际上,当输出电流变化时,导通时间也会稍微变化,因为 Q1 的导通压降和电感电阻随着电流的变化而略有变化,这需要 Ton 做出适当的调整。进入 DCM 工作后,传递函数将发生改变, CCM 的传递函数将不再适用, 开关管的导通时间将随着直流输出电流的减小而减小。下面是 DCM 工作模式下的传递函数,占空比与负载电流有关,即 2 in 2 out= (8 / ) V
?或 M= 22 (8 / ) D D
?因为控制环路要控制输出电压恒定,负载电阻 R与负载电流成反比关系。假设 Vout , Vin 、 L、 T、恒定,为了控制电压恒定,占空比必须随着负载电流的变化而变化。在临界转换电流处,M 转变为 DCM 。M 时,占空比保持恒定,不1
内容来自淘豆网www.taodocs.com转载请标明出处.
文件大小：0 KB
下载次数：